Введение

Датчик температуры – один из наиболее распространённых первичных измерительных преобразователей. Это объясняется как потребностью в высокоточной регистрации температуры для многих областей науки и техники, так и необходимостью осуществления компенсации температурного изменения основных характеристик в различных микроэлектронных устройствах [1].

Различие диапазона регистрируемых температур и требований к согласованию с микроконтроллерами обуславливают существование разнообразных термочувствительных элементов и их интерфейсов. Так, в качестве термочувствительных элементов чаще всего применяют термопары (thermocouple), резистивные температурные датчики (resistive temperature detector), термисторы (thermistor), полупроводниковые активные и пассивные элементы, а выходной информацией температурных датчиков может быть [2, 3]:

• напряжение или ток, пропорцио­нальные температуре (Analog Output);
• частота, пропорциональная температуре (Frequency Output);
• скорость изменения выходного сигнала, пропорциональная температуре (Ramp Rate Output);
• коэффициент заполнения выходного сигнала, пропорциональный температуре (Duty Cycle Output);
• цифровые данные (Serial Output), передаваемые по разным шинам, например, SPI, I²C, SMBus;
• логический уровень, показывающий превышение заданной температуры или нахождение в заданном диапазоне температур (Logic Output).

Целью настоящей статьи является аналитический обзор датчиков температуры, допускающих как отдельное применение, так и использование в составе микроэлектронных интерфейсов [1, 4]. В большинстве случаев такие датчики должны работать в диапазоне температур –60…+125°С, обеспечивать аналоговый выход и технологическую совместимость с интегральными схемами (ИС) интерфейсов.

Температурные зависимости параметров основных элементов ИС

Температурные зависимости параметров элементов ИС были исследованы при проектировании источников опорного напряжения [5]. Некоторые из этих зависимостей, например, падение напряжения на прямосмещённом p-n-переходе, являются основой построения термочувствительных элементов, а другие, такие как температурная зависимость сопротивления полупроводниковых резисторов и обратного тока насыщения p-n-перехода, приводят к нелинейности преобразования температуры в амплитуду выходного сигнала датчика. Таким образом, при проектировании датчиков температуры необходимо представлять температурные зависимости элементов и правильно учитывать их при схемотехническом моделировании, а также рассматривать возможность компенсации нелинейных температурных эффектов.

Биполярные транзисторы

Биполярные транзисторы (БТ) используются в различных цепях ИС для усиления напряжения и тока, формирования источников и повторителей тока, сдвига уровня постоянного напряжения, в качестве термочувствительных элементов и пр. В зависимости от области применения, к параметрам БТ предъявляются различные требования, которые будут рассмотрены ниже.

Основную температурную зависимость кремниевых БТ описывают выражения [6]:

где I_C – коллекторный ток; IS – обратный ток насыщения эмиттерного перехода; V_BE – падение напряжения на прямосмещённом эмиттерном переходе; φ_T = k × T/q – температурный потенциал; k – постоянная Больцмана; T – температура в градусах Кельвина; q – заряд электрона; сonst – постоянная, определяемая физико-технологическими параметрами БТ, не зависящая от температуры и прямо пропорциональная площади эмиттерного перехода S_E; n – показатель степени, описывающий, в том числе, температурную зависимость подвижности неосновных носителей заряда, n изменяется от 1,5 до 3 [6]; E_G0 – ширина запрещённой зоны кремния при T = 0 К.

При работе БТ в широком диапазоне коллекторных токов необходимо учитывать отклонение вольтамперной характеристики (ВАХ) от экспоненциальной зависимости (1), которое обычно описывается с помощью зависящего от коллекторного тока m-фактора:

Чаще всего величина m-фактора находится в диапазоне от 1 д о 3. В области малых токов отклонение m от единицы объясняется усилением влияния на работу БТ процессов рекомбинации, а в области больших токов – сопротивлением базовой области и эффектами высокого уровня инжекции, поэтому значение m-фактора частично зависит от конструкции транзистора. Так, для горизонтальных p-n-p-транзисторов отклонение m от единицы в области малых коллекторных токов обычно проявляется раньше, чем для n-p-n-транзисторов из-за увеличения рекомбинационных токов. Уменьшить величину m-фактора в области больших коллекторных токов возможно с помощью конструкций БТ, обеспечивающих малое сопротивление базовой области.

На ВАХ транзисторов также влияют механические напряжения, возникающие на кристалле из-за действия различных температурных коэффициентов расширения материалов подложки и корпуса или при герметизации кристалла с помощью полимеров [7]. Эти напряжения являются одной из причин долговременного дрейфа характеристик. Экспериментальные исследования показали, что изменение характеристик вертикальных p-n-p-транзисторов с коллектором на подложке при наличии механических напряжений меньше, чем n-p-n-транзисторов [8].

Таким образом, при выборе БТ для датчиков температуры можно рекомендовать:

• в качестве термочувствительного элемента – прямосмещённый эмиттерный переход вертикального p-n-p- или n-p-n-транзистора (не допускается использование горизонтального p-n-p-транзистора);
• конструкцию БТ с минимальным сопротивлением базовой области;
• максимальное увеличение плотности коллекторного тока до появления области, в которой m > 1.

Последнее условие легко выполнить при схемотехническом моделировании БТ, включённого по схеме с общей базой, и расчёте m-фактора по соотношению:

где V_BEM1 – падение напряжения на прямосмещённом эмиттерном переходе при величине коллекторного тока I_CM1, соответствующей среднему уровню токов, где m ≈ 1.

Пример моделирования и расчёта m-фактора, позволяющий выбрать область рабочих токов и напряжений, приведён на рисунках 1 и 2 для n-p-n-транзистора базового матричного кристалла «АБМК-1.3» [5]. В соответствии с правилами графического постпроцессора системы проектирования OrCAD на вертикальной оси отображена переменная V(Vb:+)/(714.29mV+ 26mV*LOG(I(Q1:c)/50.63uA)), которая соответствует (4) при V_BEM1 = 714,29 мВ, I_CM1 = 50,63 мкА, φ_T = 26 мВ.

Важность учёта m-фактора при выборе БТ в качестве термочувствительного элемента неоднократно отмечалась в литературе [9, 10]. Поэтому для обеспечения высокой точности температурных измерений с помощью дискретных транзисторов можно рекомендовать выполнение измерений и отбор транзисторов по m-фактору в соответствии с (4), например, с применением измерителя параметров полупроводниковых приборов ИППП-1 и графического постпроцессора OrCAD [11, 12].

Из (3) получаем соотношения для определения прямого падения напряжения на эмиттерном переходе БТ V_BE = f(I_C, T) и его температурного изменения dV_BE/dT = f(I_C, T):

где V_BE0 – падение напряжения на прямосмещённом эмиттерном переходе в опорной рабочей точке при T = T₀, I_C = I_C0.

Заметим, что для транзистора типа GC1E n = 1,23 в диапазоне температур от 200 до 400 К и I_C0 = 400 мкА, поэтому в соответствии с (6) температурный коэффициент dV_BE/dT при T = 300 К будет составлять –1,744 мВ/К.

Характеристики ряда аналоговых устройств, выполненных на БТ, зависят от статического коэффициента передачи тока в схеме с общим эмиттером (b) и его температурной зависимости, для оценки которой справедливо условие [13]:

В Spice-подобных симуляторах температурную зависимость β = β(T) характеризуют главным образом параметром XTB:

где BF(T), BF(T₀) – величина Spice-параметра BF при температуре T, T₀; BF – β в активном режиме работы БТ в прямом включении в том случае, когда допустимо пренебречь зависимостью β от тока и напряжения на коллекторном переходе, XTB – температурный коэффициент параметра BF.

Обычно за величину параметра BF принимают максимум функции [14]:

поэтому величину XTB необходимо подобрать таким образом, чтобы при крайних значениях диапазона температур для максимального β обеспечивалось выполнение условия (8). Например, максимальная величина β при температуре –60°C составляла 54,18%, а при +125°C – 134,68%, значения при нормальных же условиях (27°C) – 89,21%, как показано на рисунке 3 для транзисторов «АБМК-1.3».

Резисторы

Зависимость сопротивления резистора от напряжения и температуры R(V, T) при моделировании часто представляют в следующем виде:

где V⁺, V^– – положительный и отрицательный потенциал выводов резистора; T, T₀ – текущая и номинальная температура; R₀ – сопротивление резистора при номинальной температуре и малом падении напряжения на резисторе; VC1(VC2) – коэффициент линейной (квадратичной) зависимости сопротивления от напряжения (voltage coefficient of resistance); TC1(TC2) – коэффициент линейной (квадратичной) зависимости сопротивления от температуры (temperature coefficient of resistance). В инженерной практике для расчётов обычно применяют только коэффициенты VC1, TC1, величины которых определяют как усреднённые значения в диапазоне напряжений и температур.

Нелинейность и температурная зависимость ВАХ резисторов может оказать значительное влияние на характеристики датчиков температуры, поэтому для прецизионных изделий рекомендуется применение тонкоплёночных резисторов с малым температурным коэффициентом сопротивления (ТКС). Если при разработке ИС доступны только полупроводниковые резисторы, то их следует выполнять на сильнолегированных полупроводниковых слоях с минимальным ТКС, который можно оценить по графикам на рисунке 4 [14].

Так, p-резисторы «АБМК-1.3» характеризуются сопротивлением слоя R_S = 560 Ом/квадрат и глубиной залегания X_J = 0,36 мкм, при этом их удельное сопротивление составляет ρ ≈ R_SX_J = 0,02 Ом•см и средняя концентрация примеси N = 3 × 10¹⁸ см^–3. В диапазоне температур от 300 до 450 K для p-резисторов ТКС = 0,0015, а параметры модели TC1 = 0,0015, TC2 = 0.

Обычно полагают, что для полупроводникового резистора нелинейность ВАХ обусловлена распространением области пространственного заряда изолирующего p-n-перехода в токопроводящую область резистора. Этот эффект аналогичен действию затвора в полевых транзисторах с p-n-переходом, по­этому для описания нелинейности ВАХ полупроводникового резистора часто применяют комбинированную модель Шихмана-Ходжеса [14].

Резисторы современных микросхем чаще всего реализованы на сильнолегированных полупроводниковых слоях, расположенных в слаболегированных изолирующих карманах. В этом случае область пространственного заряда изолирующего p-n-перехода преимущественно распространяется в карман, и нелинейность ВАХ резисторов в большей степени обусловлена насыщением скорости носителей заряда в электрических полях с большой напряжённостью. 

На рисунках 5 и 6 приведены результаты измерений ВАХ сильнолегированных резисторов разной длины (L) и ширины (W), сформированных с помощью технологического маршрута изготовления «АБМК-1.3», а именно для области p-типа с указанными выше параметрами и поликристаллического кремния (ПКК) с R_S = 37 Ом/квадрат и толщиной X_J = 0,45 мкм.

Результаты экспериментальных исследований позволили установить, что [5]:

• коэффициент VC1 зависит от напряжения, а TC1 – от температуры, по­этому для моделирования температурных датчиков необходим учёт параметров модели VC2, TC2;
• для уменьшения зависимости сопротивления сильнолегированного резистора от напряжения необходимо увеличивать его длину;
• наименьшей нелинейностью ВАХ в диапазоне температур обладает низкоомный ПКК- резистор.

Схемотехнические решения датчиков температуры

Для нахождения температуры допустимо использовать температурный коэффициент напряжения (ТКН) пробоя обратносмещённого p-n-пе­рехода (см. рис. 7) [5]. 

Однако величина положительного ТКН лавинного пробоя (туннельный пробой с отрицательным ТКН обычно характеризуется высоким уровнем шумов), сравнимая по абсолютному значению с dV_BE/dT, обычно достигается при пробивном напряжении, превышающем 6 В, что приводит к нежелательному увеличению напряжения питания ИС.

Как указывалось ранее, в качестве термочувствительного элемента можно применять прямосмещённый эмиттерный переход БТ. Из соотношения (3) для БТ получим:

Если коллекторный ток БТ поддерживать постоянным и измерять зависимость V_BE(T), то абсолютную температуру в градусах Кельвина можно определить из соотношения:

К сожалению, величина IS имеет значительный технологический разброс и зависит от температуры, что затрудняет точное определение последней в широком диапазоне значений. Для увеличения точности определения температуры часто используют так называемую дельта-методику, в соответствии с которой:

где V_BE1 – величина V_BE при I_C1, IS₁.

Так, в некоторых температурных датчиках в качестве удалённого термочувствительного элемента используют прямосмещённый эмиттерный переход внешнего транзистора, через который попеременно задают два значения тока, отличающиеся в N раз (I_C1 = N × I_C2) (см. рис. 8), регистрируют V_BE1, V_BE2 и с учётом (13), а также IS₁ = IS₂ = IS рассчитывают темпе­ратуру:

Как следует из (14), точность регистрации температуры в этом случае не зависит от величины IS, однако на погрешность измерений влияет ряд других факторов [10]:

• различное падение напряжения на полупроводниковых областях удалённого чувствительного транзистора и соединительных проводах при отличающихся коллекторных токах I_C2, I_C1;
• наличие наводок, возникающих при коммутации токов I_C2, I_C1 через внешний транзистор, усреднённое значение которых влияет на измеренную величину V_BE.

В датчиках, содержащих термочувствительный элемент и схему обработки сигнала на одном кристалле, для регистрации температуры применяют два БТ, работающих при одинаковом коллекторном токе I_C2 = I_C1, но имеющих различные IS (IS₂ = N × IS₁) за счёт масштабирования площадей эмиттерных переходов транзисторов S_E2 = N × S_E1 (см. рис. 9) [15]. 

Усилитель A на рисунке 9 через цепь отрицательной обратной связи (ООС) устанавливает коллекторный ток Q1 такой величины, что напряжение между входами усилителя A близко к нулевому значению, т.е. коллекторные потенциалы Q1 и Q2 равны. Поскольку сопротивления коллекторных резисторов транзисторов Q1 и Q2 одинаковы, то действие ООС обеспечивает равенство коллекторных токов I_C1 = I_C2, а падение напряжения на резисторе R (V_R) и выходное напряжение схемы (V_OUT) составляют:

Резистор, обозначенный на рисунке 9 как 100R, применяется для подстройки выходного напряжения, а резистор R1 находится вне температурного датчика. Такая схема регистрирует абсолютную температуру в градусах Кельвина; при её использовании для определения температуры в градусах Цельсия из выходного напряжения следует вычесть относительно высокий постоянный уровень, V_OUT(T = 273 K) ≈ 2,711 В.

Рассмотренный метод формирования напряжения в соответствии с (15), прямо пропорционального абсолютной температуре (proportional to absolute temperature, PTAT), используется во многих полупроводниковых датчиках, основное отличие которых заключается в различном уровне формируемого PTAT-напряжения и коэффициентах передачи масштабирующих усилителей, согласующих выходное напряжение температурного датчика с температурной шкалой в градусах Кельвина (K), Цельсия (°C) или Фаренгейта (°F).

На рисунках 10 и 11, соответственно, приведены упрощённая электрическая схема и схема включения температурного датчика LM135, в которой:

• Q15, Q16 – термочувствительные транзисторы с различающейся в 10 раз площадью эмиттерных переходов;
• масштабирование PTAT-напряжения V_BE16 – V_BE15 осуществляется резистивным делителем в (R7 + R8 + R10)/R8 = 50 раз;
• R1, Q9 – Q14 – источник тока, питающий (I_C14) термочувствительные транзисторы и (I_C9) дифференциальный каскад усилителя ООС;
• усилитель ООС (A на рисунке 9) включает дифференциальный каскад Q7, Q8 с активной нагрузкой на «токовом зеркале» Q4, Q6 и выходной каскад с «открытым» коллектором Q1, нагрузкой которого является внешний резистор (R1 на рисунке 11).

Функционирование схемы, показанной на рисунке 10, аналогично схеме рисунка 9.

Особенностью датчика температуры LM134 (см. рис. 12 и 13) является выходной сигнал в виде тока, пропорционального абсолютной температуре с коэффициентом преобразования 0,336%/°C при 25°C. Источники тока на p-n-p-транзисторах Q4, Q5 устанавливают с помощью ООС (Q6, R_SET) одинаковый коллекторный ток термочувствительных n-p-n-транзисторов Q1, Q2, соотношение площадей эмиттеров которых (12/1) выбрано таким образом, что PTAT-напряжение на резисторе R_SET, включённом между выводами R и V^–, составляет 64 мВ при 25°C. Так как V_BE6 = V_BE5 = V_BE4, то коллекторный ток Q6 точно масштабирован относительно коллекторных токов транзисторов Q4, Q5. При этом ток, протекающий через резистор R_SET, всегда составляет 17/18 суммарного тока потребления I_SET (S_E4 = S_E5 = S_E6/16), втекающего в вывод V⁺:

Транзистор Q3 применён вместо диодного включения Q4 для того, чтобы значительно уменьшить влияние базовых токов p-n-p-транзисторов на равенство коллекторных токов Q1, Q2 и таким образом устранить зависимость PTAT-напряжения от величины I_SET. Микромощные полевые транзисторы с p-n-переходом Q7, Q8, максимальный ток стока которых составляет около 20 нА, и конденсатор C1 образуют цепь (start-up circuit), запускающую работу источников тока Q4 – Q6 при подаче напряжения между выводами V⁺ и V^– за время, в течение которого потенциал базы Q3 достигнет величины около 500 мВ, т.е. за 500 мВ × 50 пФ/20 нА = 1,25 мс.

На рисунке 14 приведена модернизированная схема, преимуществами которой являются [15]:

• возможность получения относительно высокого температурного изменения выходного напряжения dV_OUT/dT и требуемого значения выходного напряжения при заданной температуре (например, V_OUT = 250 мВ при 25°C);
• простой метод калибровки;
• компенсация нелинейности (curva­ture compensation circuit) температурной зависимости V_BE(T).

Заметим, что в качестве усилителя А1 на рисунке 14 допустимо применять усилитель напряжения с резисторами в коллекторных цепях Q1, Q2, как показано на рисунке 9, или высококачественные повторители тока [16]. Такая структурная схема с небольшими изменениями применена в температурных датчиках LM34, LM35, LM50.

Разность напряжений V_BE2 – V_BE1 преобразуется в ток резистором R1 и создаёт PTAT-напряжение V_PTAT на цепочке резисторов nR₁, суммарное сопротивление которых обычно подстраивают на пластине (см. рис. 15) для получения необходимого температурного изменения выходного напряжения.

На неинвертирующий вход усилителя A2 поступает напряжение V_PTAT – 2V_BE, которое преобразуется усилителем A2 таким образом, чтобы согласовать уровень выходного напряжения с выбранной температурной шкалой и установить температурное изменение около 10 мВ на градус этой шкалы. Так, для схемы, показанной на рисунке 14, при температуре 25°C будут справедливы следующие величины основных параметров: V_BE1 = 0,581 В; dV_BE1/dT = –2,1 мВ/°C; V_BE2 – V_BE1 = 59,2 мВ; n = 23,3; V_PTAT = 1,38 В; dV_PTAT/dT = 4,63 мВ/°C; dV_IN+/dT = 8,83 мВ/°C; V_IN+ = 0,218 В; V_OUT = 0,245 В; dV_OUT/dT = 9,94 мВ/°C. Более точного значения температурного изменения выходного напряжения (10 мВ/°C) можно достичь за счёт подстройки на пластине величины n (рис. 15), а требуемого выходного напряжения (0,25 В при 25°C) – с помощью изменения резисторов в цепи ООС усилителя A2.

Заметим, что в соответствии с (6) величина dV_BE/dT зависит от V_BE0 и имеет технологический разброс, поэтому подстройка сопротивления цепочки резисторов nR1, выполняемая за счёт закорачивания стабилитронов или пережигания перемычек [17] в схеме на рисунке 15, необходима для любых высокоточных датчиков температуры. Выполненный в [15] анализ позволяет утверждать, что температурное изменение выходного напряжения dV_OUT/dT, полученное при настройке для одной температуры, будет сохраняться во всём температурном диапазоне.

Как следует из (5), V_BE нелинейно зависит от температуры, что может привести к значительным погрешностям температурного датчика по схеме рисунка 14 из-за нелинейного изменения напряжения на неинвертирующем входе усилителя A2, обусловленного падением напряжения на прямосмещённом эмиттерном переходе Q1 и диоде. Для компенсации температурной нелинейности V_BE предназначена схема, показанная на рисунке 16.

Транзисторы Q1 и Q2 на рисунке 16 применяются для задания тока в остальных трёх транзисторах схемы. Ток через Q1 и Q2 устанавливается внешней цепью прямо пропорциональным абсолютной температуре (I_PTAT), поэтому ток через Q5 и R_B также будет иметь PTAT-зависимость при условии R_B << V_BE5/I_E5. Ток через резистор R_A определяется падением напряжения на прямосмещённом эмиттерном переходе Q4 и поэтому убывает с ростом температуры, а эмиттерный ток Q3, являющийся суммой тока, прямо пропорцио­нального (I_C5) и обратно пропорционального (I_RA) температуре, не зависит от температуры, т.е. I_C3 = сonst. Коллекторный ток Q4 (I_C4) найдём из следующих соотношений:

Если все БТ имеют идентичные параметры m и IS, то:

Таким образом, генерируется ток I_C4, прямо пропорциональный квадрату температуры и компенсирующий температурную нелинейность двух последовательно соединённых прямосмещённых p-n-переходов.

На погрешность температурных датчиков могут оказывать влияния ТКС резисторов, а также обратные токи коллекторных переходов и переходов коллектор – подложка термочувствительных транзисторов (Q1 и Q2 на рис. 14). Хотя обратные токи довольно малы, их величина обычно удваивается при увеличении температуры на 10°C, что может привести к дополнительной температурной нелинейности V_BE. Для выравнивания обратных токов транзисторы Q1 и Q2 целесообразно формировать из матрицы транзисторов, часть из которых соединена со схемой (см. рис. 17) [15], а топология транзисторов должна обеспечивать максимальную идентичность их параметров [14]. Дополнительным фактором, повышающим точность температурных датчиков, является использование тонкоплёночных резисторов с малым ТКС и отсутствием зависимости сопротивления от напряжения.

Основные параметры распространённых датчиков температуры приведены в таблице.

 

Выводы

Для регистрации температуры в биполярных полупроводниковых датчиках чаще всего применяют температурную зависимость падения напряжения на прямосмещённом эмиттерном переходе (соотношение (5)) и формирование напряжения, прямо пропорционального абсолютной температуре (PTAT-напряжения) по соотношению (15). PTAT-напряжение в КМОП-датчиках получают как разность падения напряжения на двух p-n-переходах разной площади, через которые протекает одинаковый ток; коммутацией разных токов через один p-n-переход, как показано на рисунке 8, или с помощью КМОП-транзисторов, работающих в области слабой инверсии, в которой зависимость тока стока от напряжения затвор-исток I_D = f(V_GS,T) аналогична I_C = f(V_BE,T).

Прецизионные датчики температуры целесообразно создавать на термочувствительных биполярных транзисторах с отличающейся в 10–15 раз площадью эмиттерных переходов и компенсацией нелинейной зависимости V_BE = f(T). Такие датчики возможно реализовать не только по биполярной, но и по КМОП-технологии с применением стандартных структур.

Литература

1. Дворников О.В., Чеховский В.А., Дятлов В.Л., Прокопенко Н.Н. Особенности аналоговых интерфейсов датчиков. Современная электроника. № 2. № 3. 2013.
2. Baker B. Temperature Sensing Technologies. Microchip Technology Inc. AN679.
3. Lepkowski J. Temperature Measurement Circuits for Embedded Applications. Microchip Technology Inc. AN929.
4. Дворников О.В., Чеховский В.А., Дятлов В.Л., Прокопенко Н.Н. Интерфейсы датчиков для систем на кристалле. Современная электроника. № 8. 2013.
5. Прокопенко Н.Н., Дворников О.В., Крутчинский С.Г. Элементная база радиационно-стойких информационно-измерительных систем. Шахты. 2011.
6. Достал И. Операционные усилители. Мир. 1982.
7. Сергеев В.С., Кузнецов О.Л. , Захаров Н.П., Летягин В.А. Напряжения и деформации в элементах микросхем. Радио и связь. 1987.
8. Meijer G.C.M., Wang G., Fruett F. Temperature sensors and voltage references implemented in CMOS technology. IEEE Sensors Journal. Vol. 1. № 3. 2001.
9. Digital temperature sensor accuracy explained. Philips. AN10349.
10. Jones M. Accurate temperature sensing with an external P-N junction. www.edn.com.
11. Дворников О.В., Шульгевич Ю.Ф., Толкун А.В. Применение постпроцессора PROBE для анализа результатов измерителя параметров полупроводниковых приборов ИППП-1. www.mnipi.by.
12. www.mnipi.com.
13. Соклоф С. Аналоговые интегральные схемы. Мир. 1988.
14. Абрамов И.И., Дворников О.В. Проектирование аналоговых микросхем для прецизионных измерительных систем. Минск. 2006.
15. LM34/LM35 Precision Monolithic Tempe­rature Sensors. Texas Instruments. AN-460.
16. Дворников О.В. Схемотехника биполярно-полевых аналоговых микросхем. Часть 2. Высокоточные повторители тока. Chip News. № 10. 2004.
17. Дворников О.В. Применение элементов с изменяемым сопротивлением для подгонки характеристик монолитных ИС. 2001.

© СТА-ПРЕСС

Если вам понравился материал, кликните значок - вы поможете нам узнать, каким статьям и новостям следует отдавать предпочтение. Если вы хотите обсудить материал - не стесняйтесь оставлять свои комментарии : возможно, они будут полезны другим нашим читателям!