Высоковольтная СВЧ GaAs гетероэлектроника: от идеи к реальности

Подавляющее большинство разработчиков активных СВЧ полупроводниковых (п/п) приборов считают, что максимальные рабочие напряжения, например, HBT, HEMT, MESFET и МОПприборов, ограничены десятками вольт, другими словами, речь идёт о низковольтовой гамме приборов.

В СВЧ приёмных устройствах и, особенно, в беспроводной связи данное утверждение, вероятно, не подлежит обсуждению. В п/п передающих СВЧ устройствах такая позиция сомнительна. Подобные суждения возникают не на пустом месте: не от хорошей жизни изобретены многотысячные сумматоры мощности на АФАР (кстати, западные разработчики, поняв, что бесконечное множество АФАРячеек – путь тупиковый, начали сокращать количество этих элементов). В результате возникает вполне логичный вопрос – как решить проблему нелинейных искажений и, как следствие, громоздких каналов обратной связи? Каким образом увеличить КПД и коэффициент усиления мощности? И, в конце концов, как видоизменить в лучшую сторону зависимость r ~ 1/f2, а также, почему бы не сделать двухтактный усилитель или фазоинвертор вместо балансового усилителя, пусть даже в диапазоне до 3,0 ГГц и более с удвоением мощности и практическим отсутствием искажения мощности? Как конвертировать неравенство fmax < fT в неравенство

fmax > fT? Собственно, и закон Ома никто не отменял.

Хорошо известно, что в СВЧтехнике широко используются кремниевые биполярные и LDMOSтранзисторы преимущественно в диапазоне частот до 1,0–1,5 ГГц. GaAs и 4HSiC MESFET с успехом используются в L и Sдиапазонах. GaAs, GaN, InP HEMT и HBT – в более ВЧдиапазонах. При всей увлечённости «гексагональными» 2D электронными GaN, 6HSiC структурами с их непредсказуемостью вблизи максимальных напряжений стока, необходимо помнить, что переход от дальнего СВЧ в терагерцовую ближнюю зону (0,5…2,0 ТГц) будет осуществляться на «кубических» с алмазоподобной симметрией кристаллах GaAs, InP и 3CSiC или других кубических политипах SiC.

Предлагаемый авторами статьи проект «Высоковольтная GaAsэлектроника» имеет три составляющие:

1.            ЭКБ силовой электроники;

2.            Волновая (квантовая) электроника (СВЧ, терагерцовая, инфракрасная);

3.            Функциональная (солнечная энергетика, магнитоэлектроника, лазерная техника, псиэлектроника, наноМЭМС и др.).

В процессе проводимых в рамках проекта исследований были созданы COOLдиоды и будут ещё созданы новые физические модели полупроводниковых GaAsприборов, до этого не существовавшие в природе. Именно эти разработки серьёзно потревожат динамику развития мирового рынка электроники в целом. Ко вновь образующемуся классу, кроме COOLдиодов, мож

но отнести высоковольтные (>600 В) диоды пикосекундного переключе

ния с остаточными прямыми напряжениями <0,5 В, и гораздо более высокочастотные IGBT и MOSFET, и новые MOSFET2 (по частотным характеристикам вряд ли уступающие HEMT в X и Qдиапазонах, но превосходящие их на порядок по величине высокочастотного произведения IґU), и «реактив

ные транзисторы» – «спящий» СВЧусилитель вплоть до Xдиапазона с «железнодорожным» напряжением питания, и антиподы диодов Шоттки на Si и SiC (более быстрые и на порядок более надёжные), и ЛПД (лавиннопролётные транзисторы) с управлением, и новые транзисторы Ганна, которые, по сути дела, уже созданы в Томске [1].

Возможности проекта велики в области 2…5 В терагерцовых приборов на HGaAs, а также в инфракрасной невидимой области, включая биоэлектронику, сопряжённую с приёмопередачей квантовой системы – человек, выступающий как в роли передающей, так и в роли приёмной инфракрасной системы.

Особое значение отводится nМОП

и КМОП со способностью производительно обрабатывать сигнал не только в дальнем СВЧдиапазоне (до 300–500 ГГц), но и в ближнем терагерцовом диапазон (0,5…5 ТГц), что, конечно, важно для ведомства МЧС и для национальной безопасности в целом.

Вопреки непониманию в ОАО

«РОСНАНО» (ID2117), проект набирает обороты, национальные очертания и международный статус. В целом авторами статьи сформулирована абсолютная необходимость воплощения в жизнь в России новой мировой электронной отрасли, которая в первом приближении схематично выглядит следующим образом:

●             металлургия особо чистого моноGaAs Ж150 мм. Россия практически готова запустить данный проект: Институт общей и неорганической химии РАН (Москва); ФГУП «Гиредмет» (Москва); подразделения Министерства обороны РФ в г. Камбарка (Удмуртия), п. Горный (г. Саратов); Минпромторг;

●             жизненно необходимая ЖФЭ (LPE) эпитаксия iслоев GaAs с достижением предельных (объёмных) электрофизических свойств монокристаллов GaAs: базовые партнёры в Калу

ге, Зеленограде, очнувшиеся от пут «карбидизации» в СанктПетербурге, вероятные партнёры в Томске и за рубежом. Уже начаты работы по созданию мощного международного сектора LPEтехнологии на p+ и на n+ подложках;

●             ЭКБ силовой электроники: диоды 4 классов с быстродействием от 10 нс (1200 В, 250°С) до пикосекундного диапазона, ЛПД (лавиннопролётные диоды) до пико и субпикодиапазона COOL RF SBD, тиристоры (GTO, SIT, MCT, ETO) 1200 B, 0,3…0,5 МГц; IGBT – 1,0 МГц; MOSFET2, JFET2 – 10…20 МГц;

●             волновая, в т.ч. высоковольтная для L, S и Xдиапазонов, электроника в диапазоне частот 0,5–2000 ГГц (0,5ґ10–3…2,0 ТГц) с возможностью вплоть до 300 ТГц (на безлавинном пролёте), с длиной канала GaAs Ј

Ј 4 нм (имеется информация, что в США созданы 10 нм GaAsприборы). Фактически это твердотельный аналог ЛБВ;

●             функциональная электроника: промышленная солнечная энергетика с более «дешёвым» по сравнению с кремнием КПД до 40%, серными лампами солнечного безэлектродного свечения (не путать с мерцающими LED, неблагоприятными для человеческого зрения), которые необходимы в северных регионах для создания аграрного сектора с круглогодичным освещением; интереснейшая сфера магнито и оптической электроники, псиэлектроника (упомянутая выше) на частотах, приближающихся к 300 ТГц;

●             энергосберегающие системы, силовые преобразователи на ЭКБ силовой электроники с потенциальным рынком к 2030 г. до $300 млрд (в условиях истощения углеводородов), с креном к созданию гигаваттных солнечных, атомных, ветряных и водородных мощностей;

●             системы СВЧдиапазона: АФАР,

ЦАФАР, широкополосная связь, РЭП, телеметрия, GPS, GSM, телекоммуникации, цифровые системы терадиапазона, картография и зондирование поверхности с рынком к 2030 г. до $0,5 трлн и более.

Одной из важнейших составных частей представляемого проекта является высоковольтная HGaAs СВЧэлектроника.

На рисунке 1 показана структура СВЧприборов на основе HGaAs, а на рисунке 2 представлен частотный диапазон основных продуктов проекта.

Опираясь на данные рисунка 2, можно достаточно смело сделать вывод: возможности Hi GaAs СВЧэлектроники до 2030 г. практически неисчерпаемы. В природе нет пока материалов (Ge, Si, SiC, GaN, InP, C (алмаз), BN, AlN и др.), которые позволили бы создать такой широкий спектр приборов (см. рис. 1 и [2]).

В рамках описываемого проекта авторы ведут активную популяризацию изложенных идей по iGaAs силовой электронике [3], [4], [5] и [6] и первых деталей по высоковольтным Hi GaAs СВЧприборам.

Настало время представить HBT

iGaAs.

Часть 1. P-n-p H-i GaAs

HBT

Рассмотрим возможности pnp и npn высоковольтных СВЧ GaAs HBT. На примере Si биполярных СВЧ известно, что по соотношению частота/мощность pnp приборы являются как бы второсортными по сравнению с npn СВЧтранзисторами. Так, лучшие Si pnp имеют fT < 1,0 ГГц при максимальных напряжениях коллекторбаза 50…60 В. В iGaAs несколько иначе

(хотя, казалось бы, подвижность электронов в GaAs выше в 10–15 раз подвижности дырок). В L и Sдиапазонах возможности pnp и npn HGaAs высоковольтных транзисторов почти идентичны, разница начинает проявляться в Xдиапазоне в пользу npn HBT.

Исходя из этого рассмотрим «тихоходный» pnp HBT: реализовать следующие характеристики iGaAs pnp HBT в Lдиапазоне в сравнении с кремнием (см. таблицу).

Экспериментальная структура pnp HBT, созданная усилиями авторов статьи и специалистов ООО «МегаЭпитех» (г. Калуга) представлена на рисунке 3, а пробивное напряжение коллектор–база указанной структуры показано на рисунке 4.

К особенностям данной структуры можно отнести следующее:

●             исключительно высокая ОБР с прекрасной возможностью усиления при UCE = 300 В, что является следствием создания iобласти с более высокой (в 2 раза) критической энергией лавинизации (до 2,7 эВ) дырок в iзоне (по сравнению с электронами – 1,4 эВ);

●             высочайшая эффективность эмиттера позволяет иметь высоколегированную nбазу (с ND > 5ґ1018cм–3) с очень низким «листовым» поперечным сопротивлением;

●             встроенное ускоряющее электрическое поле в базе (несколько киловольт ® вселяет надежду на преобладание дрейфового механизма пролёта носителей через базу над диффузионным (), вследствие чего можно прогнозировать, что fT » 1,0 ГГц (600 В) будет значительно выше;

●             ёмкость перехода коллектор–база колеблется в пределах 2…3 пФ/А;

●             частотные свойства GaAs высоковольтных HBT (150…1200 В) целиком определяются исключительно временем пролёта (скоростью насыщения) через iобласть, в X и Qдиапазонах работоспособны только npn HBT с напряжением питания

50 В, которые способны «качать» мощности в несколько раз большие, чем GaAs и GaN HEMT;

●             очевидно, что Kp и h будут иметь несравнимо более высокие значения, вследствие чего прогнозируем Kp >

> 30 дБ, а h > 85%;

●             данные структуры очень чувствительны к световому потоку, поэтому возможно создание очень скоростных управляемых фемтоGaAS диодным лазером высоковольтных HBTтранзисторов, поскольку система AlGaAs/ GaAs/iGаАs (эмиттер–база–iкол

лектор) является прекрасным фо

топриёмником «родной» волны »0,81±D мкм GaAs лазера с высоким квантовым выходом, т.е. эмиттер– база–коллектор «просвечиваются» насквозь и быстро реагируют по сравнению с кремниевыми тиристорами и транзисторами, а ЛПДтранзисторы на основе вышеупомянутых pnp iGaAs HBT и npn iGaAs HBT(о которых речь пойдёт далее) – это находка при конструировании управляемых ЛПДтранзисторов в СВЧдиапазоне с гальванической развязкой.

Часть 2. i-GaAs p-n-p HBT как эквивалентный

4-полюсник

(Модель абсолютно идентична и для npn iGaAs HBT)

В данном случае рассуждения и предположения отталкиваются от того, что через активный 4полюсник (GaAs HBT) проходит СВЧ электромагнитная волна: если в 1й части рассматривалась «корпускулярная» модель транзистора, то сейчас – электромагнитная.

На рисунке 5 показана упрощённая простейшая модель 4полюсника на примере кремниевого СВЧ биполярного транзистора с общей базой, где RE pn – сопротивление перехода эмиттер–база при добротной инжекции;

CE pn – ёмкость перехода эмиттер–база; RB ў – модулированное инжекцией сопротивление базы; СCa – ёмкость перехода коллектор–база под эмиттером (активная емкость); СCp – ёмкость под пассивной базой; RCa – сопротивление высокоомного активного коллектора; RCp – сопротивление высокоомного пассивного коллектора.

Наличие ёмкости перехода коллектор–база приводит к возникновению ёмкостных токов в коллекторной и базовой областях. Под действием переменного напряжения DUEB (t) =

= UEBmexp(jwt) из гетероэмиттера в область активной базы инжектиру

ется переменный ток дырок DIE(t) =

= IEmexp(jwt). До границы коллекторного перехода доходит ток, равный gp(w)bp(w)IEmexp(jwt). Проходя через коллекторную область, этот ток создаёт переменное напряжение, возникающее на коллекторном переходе

DUCpn mexp(jwt).

Поскольку |UCB| = |UC pn| + |UC epi|, где

UC epi – падение напряжения в коллекторной области, примыкающее к p–nпереходу, то UC pn (t) = UC pnexp(jwt) будет всегда в противофазе с DUC epi. Это значит, что с ростом |UC epi| напряжение на переходе коллектор–база падает.

Другими словами, на границе перехода коллекторбаза ток дырок коллектора, заряжающий ёмкость перехода коллекторбаза, направлен противоположно току дырок, инжектированных с эмиттера и входящих через iслой в коллектор.

Таким образом, приходим к выводу о наличии генератора тока в цепи коллектора, зависящего от частоты переменного сигнала:

 

               

 

Поскольку цепочки RE pnґCE pn и

RB ў ґCEB очень малы и достигают значений в пределах t = 10–11…10–12 с,

то частотный прорыв составляющей g(w)ґb(w)ґDIE в коллектор является исключительно безынерционным. Следовательно, генератор тока на переходе коллектор–база будет зависеть от постоянной цепочки t = СС pnґRC.

В предложенной гетероструктуре pnp транзистора, в силу того что СС – всего несколько пикофарад, исключается в цепи коллекторбаза 4полюсника цепочка ССpґRCp (t = ССpґRCp ® 0). Следовательно, в цепи коллекторэмиттер появится генератор тока, который будет зависеть от скорости срабатывания цепочек REґCE pn; RB ў ґCE pn и

CC pnґRC pn. В этом случае до подхода и пролёта основной массы дырочных носителей через ОПЗ iобласть перехода коллектор–база будет наблюдаться импульсный бросок тока, ограниченный только высоковольтным импедансом нагрузки, и далее появится второй бросок – за счёт пролёта массы дырочных носителей заряда. Эти броски первой и второй «гармоники» тока развязаны по фазе и времени, т.е. первая (ёмкостная) гармоника будет достаточно мощной и более высокочастотной, а за ней появится основная. Это удобно для выделения более сверхвысокочастотного сигнала. Следует напомнить, что таким способом в т.ч. можно генерировать огромную мощность на переходе коллектор–база путём смены фазы управляющего напряжения с частотой большей, чем время пролёта дырок в iобласти, тогда дырки окажутся в ловушке, т.е. запертыми и умножаемыми в ОПЗ

iобласти.

Весь парадокс заключается в том, что уменьшение постоянной CC pnґRC, и без того очень малой, связано с ростом UC pn, т.е. СС pn ~ 1/Wi, при отсутствии роста RC, где Wi – толщина iслоя, а увеличение Wi приведёт к увеличению пробивных напряжений. Из приведённых формул и вышеуказанных предположений следует, что pnp HBT транзистор на 1200…1500 В не будет уступать по частоте реактивной генерации HBT на 600 В при одной и той же конструкции эмиттера и базы. Это неплохо, ведь резко подскакивает Kp и h по реактивному сигналу.

И несколько слов о дополнительной разновидности генерации мощности. В связи с тем, что длина пролёта носителей заряда в iобласти, т.е. в облас

ти пространственного заряда в переходе коллектор–база, имеет достаточно большую величину, появляется возможность манипулировать скоростью и, что важно, направлением пролёта носителей в ОПЗ путём изменения фазы, посредством полярности входного сигнала или его задержки. Фактически модулируется полярность напряжения на переходе коллектор–база. Следовательно, дробя длительность прохождения импульса через ОПЗ перехода коллектор–база iобласти (к примеру, переворачивая его «половинку») или др. направление по фазе на p, мы получим два противоположных тока в цепи: вытекающий эмиттерный ток и вытекающий коллекторный ток, который будет выделять в импедансной нагрузке соответствующую мощность. Отсюда появляется возможность реализации соотношения fmax > fT!

Из вышесказанного следует, что в описываемых высоковольтных pnp (и npn) СВЧтранзисторах можно реализовать следующие функции: частотную, фазовую модуляцию, амплитудную модуляцию и умножение частоты, или каждую функцию в отдельности, или их сочетание.

В силу структурной однородности

iобласти, её кристаллографического совершенства и связанной с этим стойкости к лавинной ионизации, так же легко реализовывается напряжение переворота фазы базового тока. Суть в следующем: создавая условия ударной ионизации в ОПЗ перехода коллекторбаза, генерируются новые пары носителей заряда – электроны и дырки (умножаем пролётное количество носителей заряда). Неосновные носители из области лавинного умножения вытекают (возвращаются в базу). В этом случае вытекающий базовый ток компенсирует входящий (втекающий) ток базы, который уходит на поддержку прямого смещения перехода эмиттер–база и рекомбинационную потерю. Это значит, что при определённых условиях, т.е. при определённом напряжении UCE, которое определяется из формулы:

 

                ,

 

при этом ,

 

где , а IE – IC = IB

 

ток базы будет равным нулю.

Следовательно, при некотором значении UCE (т.е. при равенстве втекающего из цепи управления и вытекающего из ОПЗ токов базы) bCm ® Ґ,

h21 ® Ґ появляется возможность реализовать бесконечно большое усиление тока базы. С учётом того, что в HBT ток базы очень мал, эта функция легко реализуется. При этом необходимо учитывать, что в данном случае мы имеем дело с абсолютно управляемым лавиннопролётным транзистором с генерацией большой мощности без видимых усилий уровня управляющего сигнала и с гарантированной надёжностью транзистора.

Уместно отметить и тот факт, что вылетевшие из атомного седла генерируемые носители заряда (лавинноумноженные носители), точнее, «горячие» носители, могут в принципе иметь скорость пролёта и повыше, чем пролётные основные носители заряда, таким образом могут возникнуть условия манипуляции выделяемой энергией в импедансной СВЧнагрузке, т.е. выходной мощностью при Kp ® Ґ!

А если уловить потенциальные условия ОЖЕусиления, что эквивалентно удвоенному ослаблению тока базы (энергия неосновных носителей, вытекающих из ОПЗ коллекторбаза в базу, чрезвычайно велика и может вызвать умножение носителей заряда в базе), то это – новый генератор мощности, управляемый ОЖЕлавинный генератор мощности, что также приведёт к конвертированию соотношения fmax < fT.

Часть 3. i-GaAs n-p-n HBT

(Дополнительные физические возможности)

Допустим, мы создали конструктивно комплементарный вышеприведённому HBTnpn высоковольтный транзистор. В принципе, расчёт параметров CВЧ npn HBT GaAs высоко

вольтного транзистора мало чем отличается от вышеприведенного pnp транзистора. Но есть и очень интересная особенность, которая выявляется из следующих рассуждений и физических представлений.

Сравним зонные диаграммы гетероперехода эмиттербаза нашего высоковольтного npn HBT GaAsтранзистора в состоянии равновесия и прямого смещения (приведена в [7]). Из представленных данных на рисунках 6а и 6б следует, что при определённых условиях количество электронов в базе (pбазе) npn транзистора может оказаться на одиндва порядка больше, чем в гетероэмиттере nтипа.

В таком случае эмиттерный генератор (см. рис. 3) становится суперэффективным, т.е. его КПД генерации тока (инжектированных носителей) будет отличаться от стандартного

(h = 100%) и станет сверхэффективным (предположительно h = 100…1000%). Это происходит вследствие явления суперинжекции в np гетеропереходах, открытого лауреатом Нобелевской премии физиком Ж.И. Алфёровым [8]. Получается, что gE № 1, а становится, предположим, gE* = 100 (диодный усилитель) (Прим. автора: описание механизма усиления/увеличения количества электронов в базовой области не является предметом данной статьи). Тогда в реактивном 4полюснике (см. рис. 3) генератор тока описывается новыми коэффициентами g(w) и b(w), т.е. значение тока g(w)ґb(w)ґDIE становится просто огромным, а его быстродействие – потрясающим. В силу того что цепочка СС pnґRC очень мала, на переходе коллектор–база можно ожидать экстремального резонансного значения мощности при гиперскоростных di/dt и dU/dt одновременно. Создание таких структур с суперинжекцией – абсолютно реально.

В дополнение к предыдущему пояснению на примере npn легко управляемого транзистора к появлению СВЧ лавинного генератора тока в ОПЗ перехода коллектор–база можно добавить ещё одно теоретическое положение. Суть его состоит в том, что при «снятии» лавины управляющим током базы вследствие резкого снижение напряжения поля в iслое возникает неравенство дрейфовых (пролётных) скоростей дырок и электронов. Если скорость электронов в GaAs даже в

слабых полях чрезвычайно велика ~2ґ107 см/с, то дрейфовая скорость дырок в слабом поле более чем на порядок ниже, чем у электронов. Это означает, что в нашем толстом iслое дырки будут «стоячими» относительно электронов, т.е. они будут аккумулированы на время проходного импульса электронного тока коллектора, и их можно рассматривать как относительно неподвижный заряд за время пролёта электронов, как экстрагированных из базы, так и образованных лавинной инжекцией. Это значит, что появляются предпосылки новой модели ЛПДгенератора в ОПЗ коллектор–база и, следовательно, появится новая LCпостоянная и новый генератор отрицательного дифференциального сопротивления. В заключение можно подчеркнуть, что у нас имеется как минимум ещё одна модель СВЧ ЛПДгенератора, а также может появиться гибридная модель «ЛПД–Ганна»транзистора, как, впрочем, и транзистора Ганна с чрезвычайно высокой эффективностью – более 30%.

Всё вышесказанное говорит о потенциальном расширении схемотехнических возможностей в области СВЧ передающих устройств (АФАР, ЦАФАР, «упрощённой» широкополосной связи, РЭП и других устройств).

Особую ценность, возможно, имеет тот факт, что наряду с функциями

ЧМ, АМ, ФМмодуляциями, задержки, уменьшения частоты можно с успехом создавать двухтактные фазоинверторы на pnp/npn комплементарных транзисторах и, что ещё более ценно, «привезти» низкочастотную (звуковую) двухтактную философию практического удвоения мощности на комплементарных pnp/npn высоковольтных транзисторах с эффективным подавлением второй и третьей гармоник СВЧсигнала (при питании ±220, ±110 и ±50 В размах сигнала достигнет |U| = 400, 200 и 100 В – это неплохо при подаче на передающую антенну на летательном аппарате). Когда нет необходимости многотысячными ячейками «шлифовать» передающий волновой лепесток, можно ограничиться и десятками, и сотнями АФАРячеек, не нужно будет тогда и АФАР«пирадмида Хеопса» с огромной встроенной внутри тепловой СВЧ«топкой» (не нужно забывать и фактор

Tj max (GaAs) ³ 250°C).

Заключение

1.            В данной статье, как и в предыдущей [2], подчеркиваются исключительные возможности представленного авторами проекта для создания новой мировой электронной отрасли.

2.            Показаны исключительные возможности создания высоковольтной СВЧэлектроники, которые, возможно, приведут к пониманию необходимости построения но

вых СВЧсистем на «старых–новых» принципах.

3.            Поскольку государству сейчас по тем или иным причинам пока не удаётся осознать значимость авторского проекта, возможно появится интерес у российского бизнеса.

Литература

1.            Патент РФ 2361324 от 15.02.2008 г. «Полупроводниковый прибор с междолинным переносом электронов». Авторы

Хан А.В., Воторопин С.Д. и др.

2.            Войтович В.Е., Гордеев А.И. Идеи 60х как материальная возможность перестроить мировую электронику XXI века. Современная электроника. 2013. № 3. С. 10–16.

3.            Войтович В.Е., Гордеев А.И., Думаневич А.Н. Новые отечественные высоковольтные

pin GaAs диоды. Силовая электроника. 2010. № 2.

4.            Войтович В.Е., Гордеев А.И., Думаневич А.Н. Si, GaAs, SiC, GaNсиловая электроника. Сравнение, новые возможности. Силовая электроника. 2010. № 5.

5.            Войтович В.Е., Гордеев А.И., Думаневич А.Н. GaAs диоды для PFC, SMPS, UPS, IPM, Solar Invertors и замены синхронных выпрямителей. Силовая электроника. 2012. № 6.

6.            Гордеев А.И. Энергосберегающие технологии в России – толчок к инновациям. Регионы России. 2010. № 1–2 (45–46), январь – февраль.

7.            Милнс А., Файхт Д. Гетероструктуры и переходы металлполупроводник. Изд. «Мир». Москва. 1975.

8.            Алфёров Ж.И. Физика и жизнь. Москва – СанктПетербург. «Наука». 2001.

© СТА-ПРЕСС