Высоковольтная СВЧ GaAs гетероэлектроника: от идеи к реальности

Подавляющее большинство разработчиков активных СВЧ полупроводниковых (п/п) приборов считают, что максимальные рабочие напряжения, например, HBT-, HEMT-, MESFET- и МОП-приборов, ограничены десятками вольт, другими словами, речь идёт о низковольтовой гамме приборов.

В СВЧ приёмных устройствах и, особенно, в беспроводной связи данное утверждение, вероятно, не подлежит обсуждению. В п/п передающих СВЧ устройствах такая позиция сомнительна. Подобные суждения возникают не на пустом месте: не от хорошей жизни изобретены многотысячные сумматоры мощности на АФАР (кстати, западные разработчики, поняв, что бесконечное множество АФАР-ячеек – путь тупиковый, начали сокращать количество этих элементов). В результате возникает вполне логичный вопрос – как решить проблему нелинейных искажений и, как следствие, громоздких каналов обратной связи? Каким образом увеличить КПД и коэффициент усиления мощности? И, в конце концов, как видоизменить в лучшую сторону зависимость ρ ~ 1/f², а также, почему бы не сделать двухтактный усилитель или фазоинвертор вместо балансового усилителя, пусть даже в диапазоне до 3,0 ГГц и более с удвоением мощности и практическим отсутствием искажения мощности? Как конвертировать неравенство f_max < f_T в неравенство f_max > f_T? Собственно, и закон Ома никто не отменял.

Хорошо известно, что в СВЧ-технике широко используются кремниевые биполярные и LDMOS-транзисторы преимущественно в диапазоне частот до 1,0–1,5 ГГц. GaAs и 4H-SiC MESFET с успехом используются в L- и S-диапазонах. GaAs, GaN, InP HEMT и HBT – в более ВЧ-диапазонах. При всей увлечённости «гексагональными» 2D электронными GaN, 6H-SiC структурами с их непредсказуемостью вблизи максимальных напряжений стока, необходимо помнить, что переход от дальнего СВЧ в терагерцовую ближнюю зону (0,5…2,0 ТГц) будет осуществляться на «кубических» с алмазоподобной симметрией кристаллах GaAs, InP и 3C-SiC или других кубических политипах SiC.

Предлагаемый авторами статьи проект «Высоковольтная GaAs-электроника» имеет три составляющие:

1. ЭКБ силовой электроники;
2. Волновая (квантовая) электроника (СВЧ, терагерцовая, инфракрасная);
3. Функциональная (солнечная энергетика, магнитоэлектроника, лазерная техника, пси-электроника, нано-МЭМС и др.).

В процессе проводимых в рамках проекта исследований были созданы COOL-диоды и будут ещё созданы новые физические модели полупроводниковых GaAs-приборов, до этого не существовавшие в природе. Именно эти разработки серьёзно потревожат динамику развития мирового рынка электроники в целом. Ко вновь образующемуся классу, кроме COOL-диодов, можно отнести высоковольтные (>600 В) диоды пикосекундного переключения с остаточными прямыми напряжениями <0,5 В, и гораздо более высокочастотные IGBT и MOSFET, и новые MOSFET² (по частотным характеристикам вряд ли уступающие HEMT в X- и Q-диапазонах, но превосходящие их на порядок по величине высокочастотного произведения I×U), и «реактивные транзисторы» – «спящий» СВЧ-усилитель вплоть до X-диапазона с «железнодорожным» напряжением питания, и антиподы диодов Шоттки на Si и SiC (более быстрые и на порядок более надёжные), и ЛПД (лавинно-пролётные транзисторы) с управлением, и новые транзисторы Ганна, которые, по сути дела, уже созданы в Томске [1].

Возможности проекта велики в области 2…5 В терагерцовых приборов на H-GaAs, а также в инфракрасной невидимой области, включая биоэлектронику, сопряжённую с приёмо-передачей квантовой системы – человек, выступающий как в роли передающей, так и в роли приёмной инфракрасной системы.

Особое значение отводится n-МОП и К-МОП со способностью производительно обрабатывать сигнал не только в дальнем СВЧ-диапазоне (до 300–500 ГГц), но и в ближнем терагерцовом диапазон (0,5…5 ТГц), что, конечно, важно для ведомства МЧС и для национальной безопасности в целом.

Вопреки непониманию в ОАО «РОСНАНО» (ID-2117), проект набирает обороты, национальные очертания и международный статус. В целом авторами статьи сформулирована абсолютная необходимость воплощения в жизнь в России новой мировой электронной отрасли, которая в первом приближении схематично выглядит следующим образом:

• металлургия особо чистого моно-GaAs ∅150 мм. Россия практически готова запустить данный проект: Институт общей и неорганической химии РАН (Москва); ФГУП «Гиредмет» (Москва); подразделения Министерства обороны РФ в г. Камбарка (Удмуртия), п. Горный (г. Саратов); Минпромторг;
• жизненно необходимая ЖФЭ (LPE) эпитаксия i-слоев GaAs с достижением предельных (объёмных) электрофизических свойств монокристаллов GaAs: базовые партнёры в Калуге, Зеленограде, очнувшиеся от пут «карбидизации» в Санкт-Петербурге, вероятные партнёры в Томске и за рубежом. Уже начаты работы по созданию мощного международного сектора LPE-технологии на p+ и на n+ подложках;
• ЭКБ силовой электроники: диоды 4 классов с быстродействием от 10 нс (1200 В, 250°С) до пикосекундного диапазона, ЛПД (лавинно-пролётные диоды) до пико- и субпикодиапазона COOL RF SBD, тиристоры (GTO, SIT, MCT, ETO) 1200 B, 0,3…0,5 МГц; IGBT – 1,0 МГц; MOSFET², JFET² – 10…20 МГц;
• волновая, в т.ч. высоковольтная для L-, S- и X-диапазонов, электроника в диапазоне частот 0,5–2000 ГГц (0,5×10^–3…2,0 ТГц) с возможностью вплоть до 300 ТГц (на безлавинном пролёте), с длиной канала GaAs ≤  4 нм (имеется информация, что в США созданы 10 нм GaAs-приборы). Фактически это твердотельный аналог ЛБВ;
• функциональная электроника: промышленная солнечная энергетика с более «дешёвым» по сравнению с кремнием КПД до 40%, серными лампами солнечного безэлектродного свечения (не путать с мерцающими LED, неблагоприятными для человеческого зрения), которые необходимы в северных регионах для создания аграрного сектора с круглогодичным освещением; интереснейшая сфера магнито- и оптической электроники, пси-электроника (упомянутая выше) на частотах, приближающихся к 300 ТГц;
• энергосберегающие системы, силовые преобразователи на ЭКБ силовой электроники с потенциальным рынком к 2030 г. до $300 млрд (в условиях истощения углеводородов), с креном к созданию гигаваттных солнечных, атомных, ветряных и водородных мощностей;
• системы СВЧ-диапазона: АФАР,
• ЦАФАР, широкополосная связь, РЭП, телеметрия, GPS, GSM, телекоммуникации, цифровые системы терадиапазона, картография и зондирование поверхности с рынком к 2030 г. до $0,5 трлн и более.

Одной из важнейших составных частей представляемого проекта является высоковольтная H-GaAs СВЧ-электроника.

На рисунке 1 показана структура СВЧ-приборов на основе H-GaAs, а на рисунке 2 представлен частотный диапазон основных продуктов проекта.

Опираясь на данные рисунка 2, можно достаточно смело сделать вывод: возможности H-i GaAs СВЧ-электроники до 2030 г. практически неисчерпаемы. В природе нет пока материалов (Ge, Si, SiC, GaN, InP, C (алмаз), BN, AlN и др.), которые позволили бы создать такой широкий спектр приборов (см. рис. 1 и [2]).

В рамках описываемого проекта авторы ведут активную популяризацию изложенных идей по i-GaAs силовой электронике [3], [4], [5] и [6] и первых деталей по высоковольтным H-i GaAs СВЧ-приборам.

Настало время представить HBT i-GaAs.

Часть 1. P-n-p H-i GaAs HBT

Рассмотрим возможности p-n-p и n-p-n высоковольтных СВЧ GaAs HBT. На примере Si биполярных СВЧ известно, что по соотношению частота/мощность p-n-p приборы являются как бы второсортными по сравнению с n-p-n СВЧ-транзисторами. Так, лучшие Si p-n-p имеют f_T < 1,0 ГГц при максимальных напряжениях коллектор-база 50…60 В. В i-GaAs несколько иначе (хотя, казалось бы, подвижность электронов в GaAs выше в 10–15 раз подвижности дырок). В L- и S-диапазонах возможности p-n-p и n-p-n H-GaAs высоковольтных транзисторов почти идентичны, разница начинает проявляться в X-диапазоне в пользу n-p-n HBT.

Исходя из этого рассмотрим «тихоходный» p-n-p HBT: реализовать следующие характеристики i-GaAs p-n-p HBT в L-диапазоне в сравнении с кремнием (см. таблицу).

Экспериментальная структура p-n-p HBT, созданная усилиями авторов статьи и специалистов ООО «Мега-Эпитех» (г. Калуга) представлена на рисунке 3, а пробивное напряжение коллектор–база указанной структуры показано на рисунке 4.

К особенностям данной структуры можно отнести следующее:

• исключительно высокая ОБР с прекрасной возможностью усиления при U_CE = 300 В, что является следствием создания i-области с более высокой (в 2 раза) критической энергией лавинизации (до 2,7 эВ) дырок в i-зоне (по сравнению с электронами – 1,4 эВ);
• высочайшая эффективность эмиттера позволяет иметь высоколегированную n-базу (с ND > 5×10¹⁸cм^–3) с очень низким «листовым» поперечным сопротивлением;
• встроенное ускоряющее электрическое поле в базе (несколько киловольт → E(xb) ≈ kT/q × InN_db(x) вселяет надежду на преобладание дрейфового механизма пролёта носителей через базу над диффузионным (τ_b = W_b²/2Dp), вследствие чего можно прогнозировать, что f_T ≈ 1,0 ГГц (600 В) будет значительно выше;
• ёмкость перехода коллектор–база колеблется в пределах 2…3 пФ/А;
• частотные свойства GaAs высоковольтных HBT (150…1200 В) целиком определяются исключительно временем пролёта (скоростью насыщения) через i-область, в X- и Q-диапазонах работоспособны только n-p-n HBT с напряжением питания
• 50 В, которые способны «качать» мощности в несколько раз большие, чем GaAs и GaN HEMT;
• очевидно, что K_p и η будут иметь несравнимо более высокие значения, вследствие чего прогнозируем K_p > 30 дБ, а η > 85%;
• данные структуры очень чувствительны к световому потоку, поэтому возможно создание очень скоростных управляемых фемто-GaAS диодным лазером высоковольтных HBT-транзисторов, поскольку система AlGaAs/ GaAs/i-GаАs (эмиттер–база–i-коллектор) является прекрасным фотоприёмником «родной» волны ≈0,81±D мкм GaAs лазера с высоким квантовым выходом, т.е. эмиттер– база–коллектор «просвечиваются» насквозь и быстро реагируют по сравнению с кремниевыми тиристорами и транзисторами, а ЛПД-транзисторы на основе вышеупомянутых p-n-p i-GaAs HBT и n-p-n i-GaAs HBT(о которых речь пойдёт далее) – это находка при конструировании управляемых ЛПД-транзисторов в СВЧ-диапазоне с гальванической развязкой.

Часть 2. i-GaAs p-n-p HBT как эквивалентный 4-полюсник

(Модель абсолютно идентична и для n-p-n i-GaAs HBT)

В данном случае рассуждения и предположения отталкиваются от того, что через активный 4-полюсник (GaAs HBT) проходит СВЧ электромагнитная волна: если в 1-й части рассматривалась «корпускулярная» модель транзистора, то сейчас – электромагнитная.

На рисунке 5 показана упрощённая простейшая модель 4-полюсника на примере кремниевого СВЧ биполярного транзистора с общей базой, где R_{E p-n} – сопротивление перехода эмиттер–база при добротной инжекции; C_{E p-n} – ёмкость перехода эмиттер–база; R_B´ – модулированное инжекцией сопротивление базы; С_Ca – ёмкость перехода коллектор–база под эмиттером (активная емкость); С_Cp – ёмкость под пассивной базой; R_Ca – сопротивление высокоомного активного коллектора; R_Cp – сопротивление высокоомного пассивного коллектора.

Наличие ёмкости перехода коллектор–база приводит к возникновению ёмкостных токов в коллекторной и базовой областях. Под действием переменного напряжения ΔU_EB(t) = U_EBmexp(jwt) из гетероэмиттера в область активной базы инжектируется переменный ток дырок ΔI_E(t) = I_Emexp(jwt). До границы коллекторного перехода доходит ток, равный γ_p(ω)β_p(ω)I_Emexp(jwt). Проходя через коллекторную область, этот ток создаёт переменное напряжение, возникающее на коллекторном переходе ΔU_{Cp-n m}exp(jwt).

Поскольку |U_CB| = |U_{C p-n}| + |U_{C epi}|, где U_{C epi} – падение напряжения в коллекторной области, примыкающее к p–n-переходу, то U_{C p-n}(t) = U_{C p-n}exp(jwt) будет всегда в противофазе с ΔU_{C epi}. Это значит, что с ростом |U_{C epi}| напряжение на переходе коллектор–база падает.

Другими словами, на границе перехода коллектор-база ток дырок коллектора, заряжающий ёмкость перехода коллектор-база, направлен противоположно току дырок, инжектированных с эмиттера и входящих через i-слой в коллектор.

Таким образом, приходим к выводу о наличии генератора тока в цепи коллектора, зависящего от частоты переменного сигнала:

Поскольку цепочки R_{E p-n}×C_{E p-n} и R_B´×C_EB очень малы и достигают значений в пределах τ = 10^–11…10^–12 с, то частотный прорыв составляющей γ(ω)×β(ω)×ΔI_E в коллектор является исключительно безынерционным. Следовательно, генератор тока на переходе коллектор–база будет зависеть от постоянной цепочки τ = С_{С p-n}×R_C.

В предложенной гетероструктуре p-n-p транзистора, в силу того что С_С – всего несколько пикофарад, исключается в цепи коллектор-база 4-полюсника цепочка С_Сp×R_Cp (τ = С_Сp×R_Cp → 0). Следовательно, в цепи коллектор-эмиттер появится генератор тока, который будет зависеть от скорости срабатывания цепочек R_E×C_{E p-n}; R_B´×C_{E p-n} и C_{C p-n}×R_{C p-n}. В этом случае до подхода и пролёта основной массы дырочных носителей через ОПЗ i-область перехода коллектор–база будет наблюдаться импульсный бросок тока, ограниченный только высоковольтным импедансом нагрузки, и далее появится второй бросок – за счёт пролёта массы дырочных носителей заряда. Эти броски первой и второй «гармоники» тока развязаны по фазе и времени, т.е. первая (ёмкостная) гармоника будет достаточно мощной и более высокочастотной, а за ней появится основная. Это удобно для выделения более сверхвысокочастотного сигнала. Следует напомнить, что таким способом в т.ч. можно генерировать огромную мощность на переходе коллектор–база путём смены фазы управляющего напряжения с частотой большей, чем время пролёта дырок в i-области, тогда дырки окажутся в ловушке, т.е. запертыми и умножаемыми в ОПЗ i-области.

Весь парадокс заключается в том, что уменьшение постоянной C_{C p-n}×R_C, и без того очень малой, связано с ростом U_{C p-n}, т.е. С_{С p-n} ~ 1/W_i, при отсутствии роста R_C, где W_i – толщина i-слоя, а увеличение W_i приведёт к увеличению пробивных напряжений. Из приведённых формул и вышеуказанных предположений следует, что p-n-p HBT транзистор на 1200…1500 В не будет уступать по частоте реактивной генерации HBT на 600 В при одной и той же конструкции эмиттера и базы. Это неплохо, ведь резко подскакивает K_p и η по реактивному сигналу.

И несколько слов о дополнительной разновидности генерации мощности. В связи с тем, что длина пролёта носителей заряда в i-области, т.е. в области пространственного заряда в переходе коллектор–база, имеет достаточно большую величину, появляется возможность манипулировать скоростью и, что важно, направлением пролёта носителей в ОПЗ путём изменения фазы, посредством полярности входного сигнала или его задержки. Фактически модулируется полярность напряжения на переходе коллектор–база. Следовательно, дробя длительность прохождения импульса через ОПЗ перехода коллектор–база i-области (к примеру, переворачивая его «половинку») или др. направление по фазе на p, мы получим два противоположных тока в цепи: вытекающий эмиттерный ток и вытекающий коллекторный ток, который будет выделять в импедансной нагрузке соответствующую мощность. Отсюда появляется возможность реализации соотношения f_max > f_T!

Из вышесказанного следует, что в описываемых высоковольтных p-n-p (и n-p-n) СВЧ-транзисторах можно реализовать следующие функции: частотную, фазовую модуляцию, амплитудную модуляцию и умножение частоты, или каждую функцию в отдельности, или их сочетание.

В силу структурной однородности i-области, её кристаллографического совершенства и связанной с этим стойкости к лавинной ионизации, так же легко реализовывается напряжение переворота фазы базового тока. Суть в следующем: создавая условия ударной ионизации в ОПЗ перехода коллектор-база, генерируются новые пары носителей заряда – электроны и дырки (умножаем пролётное количество носителей заряда). Неосновные носители из области лавинного умножения вытекают (возвращаются в базу). В этом случае вытекающий базовый ток компенсирует входящий (втекающий) ток базы, который уходит на поддержку прямого смещения перехода эмиттер–база и рекомбинационную потерю. Это значит, что при определённых условиях, т.е. при определённом напряжении U_CE, которое определяется из формулы:

ток базы будет равным нулю.

Следовательно, при некотором значении U_CE (т.е. при равенстве втекающего из цепи управления и вытекающего из ОПЗ токов базы) β_Cm → ∞, h₂₁ → ∞ появляется возможность реализовать бесконечно большое усиление тока базы. С учётом того, что в HBT ток базы очень мал, эта функция легко реализуется. При этом необходимо учитывать, что в данном случае мы имеем дело с абсолютно управляемым лавинно-пролётным транзистором с генерацией большой мощности без видимых усилий уровня управляющего сигнала и с гарантированной надёжностью транзистора.

Уместно отметить и тот факт, что вылетевшие из атомного седла генерируемые носители заряда (лавинно-умноженные носители), точнее, «горячие» носители, могут в принципе иметь скорость пролёта и повыше, чем пролётные основные носители заряда, таким образом могут возникнуть условия манипуляции выделяемой энергией в импедансной СВЧ-нагрузке, т.е. выходной мощностью при K_p → ∞!

А если уловить потенциальные условия ОЖЕ-усиления, что эквивалентно удвоенному ослаблению тока базы (энергия неосновных носителей, вытекающих из ОПЗ коллектор-база в базу, чрезвычайно велика и может вызвать умножение носителей заряда в базе), то это – новый генератор мощности, управляемый ОЖЕ-лавинный генератор мощности, что также приведёт к конвертированию соотношения f_max < f_T.

Часть 3. i-GaAs n-p-n HBT

(Дополнительные физические возможности)

Допустим, мы создали конструктивно комплементарный вышеприведённому HBT-n-p-n высоковольтный транзистор. В принципе, расчёт параметров CВЧ n-p-n HBT GaAs высоковольтного транзистора мало чем отличается от вышеприведенного p-n-p транзистора. Но есть и очень интересная особенность, которая выявляется из следующих рассуждений и физических представлений.

Сравним зонные диаграммы гетероперехода эмиттер-база нашего высоковольтного n-p-n HBT GaAs-транзистора в состоянии равновесия и прямого смещения (приведена в [7]). Из представленных данных на рисунках 6а и 6б следует, что при определённых условиях количество электронов в базе (p-базе) n-p-n транзистора может оказаться на один-два порядка больше, чем в гетероэмиттере n-типа.

В таком случае эмиттерный генератор (см. рис. 3) становится суперэффективным, т.е. его КПД генерации тока (инжектированных носителей) будет отличаться от стандартного (η = 100%) и станет сверхэффективным (предположительно η = 100…1000%). Это происходит вследствие явления суперинжекции в n-p гетеропереходах, открытого лауреатом Нобелевской премии физиком Ж.И. Алфёровым [8]. Получается, что γ_E ≠ 1, а становится, предположим, γ_E* = 100 (диодный усилитель) (Прим. автора: описание механизма усиления/увеличения количества электронов в базовой области не является предметом данной статьи). Тогда в реактивном 4-полюснике (см. рис. 3) генератор тока описывается новыми коэффициентами γ(ω) и β(ω), т.е. значение тока γ(ω)×β(ω)×ΔI_E становится просто огромным, а его быстродействие – потрясающим. В силу того что цепочка С_{С p-n}×R_C очень мала, на переходе коллектор–база можно ожидать экстремального резонансного значения мощности при гиперскоростных di/dt и dU/dt одновременно. Создание таких структур с суперинжекцией – абсолютно реально.

В дополнение к предыдущему пояснению на примере n-p-n легко управляемого транзистора к появлению СВЧ лавинного генератора тока в ОПЗ перехода коллектор–база можно добавить ещё одно теоретическое положение. Суть его состоит в том, что при «снятии» лавины управляющим током базы вследствие резкого снижение напряжения поля в i-слое возникает неравенство дрейфовых (пролётных) скоростей дырок и электронов. Если скорость электронов в GaAs даже в слабых полях чрезвычайно велика ~2×10⁷ см/с, то дрейфовая скорость дырок в слабом поле более чем на порядок ниже, чем у электронов. Это означает, что в нашем толстом i-слое дырки будут «стоячими» относительно электронов, т.е. они будут аккумулированы на время проходного импульса электронного тока коллектора, и их можно рассматривать как относительно неподвижный заряд за время пролёта электронов, как экстрагированных из базы, так и образованных лавинной инжекцией. Это значит, что появляются предпосылки новой модели ЛПД-генератора в ОПЗ коллектор–база и, следовательно, появится новая LC-постоянная и новый генератор отрицательного дифференциального сопротивления. В заключение можно подчеркнуть, что у нас имеется как минимум ещё одна модель СВЧ ЛПД-генератора, а также может появиться гибридная модель «ЛПД–Ганна»-транзистора, как, впрочем, и транзистора Ганна с чрезвычайно высокой эффективностью – более 30%.

Всё вышесказанное говорит о потенциальном расширении схемотехнических возможностей в области СВЧ передающих устройств (АФАР, ЦАФАР, «упрощённой» широкополосной связи, РЭП и других устройств).

Особую ценность, возможно, имеет тот факт, что наряду с функциями ЧМ-, АМ-, ФМ-модуляциями, задержки, уменьшения частоты можно с успехом создавать двухтактные фазоинверторы на p-n-p/n-p-n комплементарных транзисторах и, что ещё более ценно, «привезти» низкочастотную (звуковую) двухтактную философию практического удвоения мощности на комплементарных p-n-p/n-p-n высоковольтных транзисторах с эффективным подавлением второй и третьей гармоник СВЧ-сигнала (при питании ±220, ±110 и ±50 В размах сигнала достигнет |U| = 400, 200 и 100 В – это неплохо при подаче на передающую антенну на летательном аппарате). Когда нет необходимости многотысячными ячейками «шлифовать» передающий волновой лепесток, можно ограничиться и десятками, и сотнями АФАР-ячеек, не нужно будет тогда и АФАР-«пирадмида Хеопса» с огромной встроенной внутри тепловой СВЧ-«топкой» (не нужно забывать и фактор T_{j max (GaAs)} ≥ 250°C).

Заключение

1. В данной статье, как и в предыдущей [2], подчеркиваются исключительные возможности представленного авторами проекта для создания новой мировой электронной отрасли.
2. Показаны исключительные возможности создания высоковольтной СВЧ-электроники, которые, возможно, приведут к пониманию необходимости построения новых СВЧ-систем на «старых–новых» принципах.
3. Поскольку государству сейчас по тем или иным причинам пока не удаётся осознать значимость авторского проекта, возможно появится интерес у российского бизнеса.

Литература

1. Патент РФ 2361324 от 15.02.2008 г. «Полупроводниковый прибор с междолинным переносом электронов». Авторы Хан А.В., Воторопин С.Д. и др.
2. Войтович В.Е., Гордеев А.И. Идеи 60-х как материальная возможность перестроить мировую электронику XXI века. Современная электроника. 2013. № 3. С. 10–16.
3. Войтович В.Е., Гордеев А.И., Думаневич А.Н. Новые отечественные высоковольтные p-i-n GaAs диоды. Силовая электроника. 2010. № 2.
4. Войтович В.Е., Гордеев А.И., Думаневич А.Н. Si, GaAs, SiC, GaN-силовая электроника. Сравнение, новые возможности. Силовая электроника. 2010. № 5.
5. Войтович В.Е., Гордеев А.И., Думаневич А.Н. GaAs диоды для PFC, SMPS, UPS, IPM, Solar Invertors и замены синхронных выпрямителей. Силовая электроника. 2012. № 6.
6. Гордеев А.И. Энергосберегающие технологии в России – толчок к инновациям. Регионы России. 2010. № 1–2 (45–46), январь – февраль.
7. Милнс А., Файхт Д. Гетероструктуры и переходы металл-полупроводник. Изд. «Мир». Москва. 1975.
8. Алфёров Ж.И. Физика и жизнь. Москва – Санкт-Петербург. «Наука». 2001.

© СТА-ПРЕСС