Применение инструментального усилителя для мостового включения двух мощных ОУ. Часть 3

Процедура намотки большого количества витков на НЧ-катушки индуктивности значительно упрощается, если вместо колец использовать Ш-образные ферритовые сердечники. В этом случае намотка осуществляется на каркас, и затем с двух сторон устанавливаются два Ш-образных сердечника. Для этих целей подходят Ш-образные сердечники Epcos E13/7/4 (с размерами 13 × 7 × 4 мм) из ферритового материала Т46 с магнитной проницаемостью µ = 15000, AL = 3,6 мкГн/вит² (B66305F0000X146) и соответствующий каркас EF-12.6. Индуктивность 1000 витков на этом сердечнике составляет L = 3,6 [мкГн/вит²] × 1000² [вит²] = =3,6 Гн. На каркасе было намотано 1050 витков провода ПЭЛ-0,1. После намотки и установки двух Ш-образных сердечников, стянутых между собой изолентой, измеренная RLC-метром индуктивность составила 3,05–3,1 Гн (меньшее значение индуктивности получилось из-за неравномерности намотки в несколько слоёв). Сопротивление обмотки составило около 50 Ом. Если измеренная индуктивность не соответствует расчётной величине 3 Гн, необходимо немного «подвигать» уже стянутые лентой сердечники друг относительно друга для исключения зазора между ними. Применение Ш-образных сердечников позволило на одной плате разместить регулятор громкости и НЧ-корректор (см. рис. 11). 

Сдвоенный переменный резистор регулировки громкости RgA–RgB кабелем соединяется с разъёмом XRgO, представляющим собой двухрядные четырёхконтактные цанговые гнёзда с шагом 2,54 мм (PBDM2*4). Сдвоенный переменный резистор НЧ-коррекции RcA-RcB (с дополнительными резисторами Rc1A и Rc1B) двумя кабелями соединяется с трёхконтактными цанговыми разъёмами XRcOA и XRcOB типа SIP-3.

В качестве входного кабеля использован экранированный кабель с двумя трёхконтактными разъёмами на его концах: Xin (стерео «джек» 3,5 мм) и XKinR (SIP-3). Разъём XKinR кабеля подключается к входному разъёму XinR платы ТКРГ. Сам кабель пропущен через резиновую втулку, установленную на корпусе усилителя.

Два выходных экранированных кабеля подключаются к разъёму XoutR с помощью трёхконтактного цангового разъёма XKoutR типа SIP-3. На других концах каждого кабеля устанавливаются двухконтактные разъёмы XKprА и XKprB типа SIP-2, которые подключаются к входным разъёмам предварительного усилителя X2 и X5 (см. рис. 5 в [1]). Такие же два кабеля (входной и выходной) используются для подключения ТКРГ по схеме, показанной на рисунке 10 [2].

Остальные компоненты схемы, в связи с её простотой, в комментариях не нуждаются.

При всех достоинствах Ш-образных ферритовых сердечников необходимо отметить их малодоступность и высокую цену. Кроме того, для них потребуется изготовление соответствующей оснастки для намотки. В то же время существуют малогабаритные кольца размером 16 × 9,6 × 6,3 мм из материалов 3Е6 (TX16/9.6/6.3-3E6, µ = 10000, AL = =6,43 мкГн/вит²) и 3Е12 (TX16/9.6/6.3-3E12, µ = 12000, AL = 7,73 мкГн/вит²) производства компании Ferroxcube, а также кольца Epcos T38 (B64290L0045X038, µ = 10000, AL = 6,43 мкГн/вит²).

При намотке 700 витков на кольце TX16/9.6/6.3-3E12 можно получить расчётное значение индуктивности L = 7,73 [мкГн/вит²] × 700² [вит²]= = 3,77 Гн с заявленной производителем погрешностью 30%. На таком кольце было намотано 710 витков провода ПЭЛ-0,15. Измеренная индуктивность составила около 3–3,1 Гн, сопротивление обмотки оказалось равным 14 Ом. Схема ТКРГ на подобных кольцах не отличается от схемы, приведённой на рисунке 11.

При использовании ТКРГ с кольцами TX16/9.6/6.3-3E12 малое сопротивление R обмотки кольца (14 Ом) приводит к тому, что если при включении усилителя резистор НЧ-коррекции (RcA–RcB, см. рис. 11) был установлен на максимум, то уровень низких частот будет существенно понижен (то есть НЧ-коррекция работать не будет). Этот факт можно объяснить относительно высокой добротностью Q резонансного контура с этим кольцом:

Для сравнения, сопротивление обмотки на кольце Т2010CF199 составило 44 Ом, а сопротивление обмотки на Ш-образном сердечнике E13/7/4 – 50 Ом. При таких высоких сопротивлениях обмотки подобный эффект не возникал. Для решения описанной проблемы при использовании ТКРГ с кольцом TX16/9.6/6.3-3E12 можно либо перед включением усилителя резистор НЧ-коррекции устанавливать в среднее положение, либо последовательно с обмоткой установить резистор с номиналом 50–60 Ом. Данный резистор можно расположить между выводом ползунка и контактом 2 разъёмов XRcOA и XRcOB (см. рис. 11).

Намоточных работ для получения больших индуктивностей можно и вовсе избежать, если использовать первичную обмотку малогабаритных трансформаторов ТОТ-ХХ размером 15 × 14 × 15 мм или ТМ5-ХХ (16 ×17 × 22 мм). Например, индуктивность первичной обмотки трансформаторов ТОТ-18 составляет 2 Гн, омическое сопротивление – 624 Ом, ТОТ-27 (3,8 Гн, 880 Ом), ТМ5-38 (3,6 Гн, 560 Ом), ТМ5-40 (5,1 Гн, 680 Ом).

Все три варианта исполнения ТКРГ показали отличные результаты работы, о чём свидетельствуют измеренные АЧХ, приведённые далее.

Для получения АЧХ какого-либо устройства чаще всего применяется один из трёх способов.

Первый, достаточно точный, оперативный и наиболее затратный способ, – использование специализированного прибора, который снимает АЧХ и выводит результат на экран.

Второй, менее точный и менее затратный, однако требующий достаточно большого количества времени способ, – использование генератора и осциллографа. На генераторе выставляют необходимую частоту и амплитуду сигнала, подаваемого на вход устройства, а осциллографом измеряют амплитуду выходного сигнала.

Третий, наименее точный, зато наиболее оперативный и практически бесплатный способ, – использование звуковой карты компьютера и программы анализатора спектра в реальном времени (Real Time Аnalyser, RTA). Вместо генератора в этом случае используется специальный звуковой файл с записанным тестовым сигналом. Данный способ, ввиду его простоты и доступности, представляет большой практический интерес.

В качестве тестового сигнала чаще всего используется либо свип-сигнал – синусоида постоянной амплитуды с частотой, изменяющейся по определённому закону, в зависимости от частоты (в основном либо линейному, либо логарифмическому), либо различные шумы. В последнем случае это может быть либо псевдобелый шум, в котором амплитуды равномерно распределены по всему частотному диапазону, либо розовый шум, в котором амплитуды распределены обратно пропорционально частоте. Такое распределение амплитуд розового шума соответствует равномерному распределению мощности по всем частотам, а поскольку анализатор спектра показывает мощность сигнала на определённой частоте, то розовый шум на анализаторе представляет собой горизонтальную прямую линию. Белый шум на анализаторе выглядит как наклонная прямая линия, то есть с увеличением частоты амплитуды белого шума возрастают прямо пропорционально частоте (см. рис. 12а). Если используется 1/96–1/24 октавная шкала по частоте, то такой наклон (или крутизна подъёма) прямой белого шума соответствует 3 дБ/октава. Более подробно о тестовых сигналах и различного рода шумах рассказано в [3].

В качестве анализатора спектра автором использовалась бесплатно распространяемая программа TrueRTA и тестовые звуковые файлы белого и розового шума, предварительно записанные на телефон.

Сигнал с выходного разъёма телефона для наушников подавался на вход регулятора громкости, а сигнал с его выхода – на разъём микрофонного входа звуковой карты компьютера. На рисунке 12 приведены измеренные графики спектров.

График на рисунке 12а показывает, что белый шум непригоден для получения АЧХ подобных устройств, так как его спектр равномерно возрастает с увеличением частоты. Этот же график демонстрирует, что розовый шум вполне подходит для получения АЧХ регулятора громкости, так как имеет равномерный спектр (почти горизонтальная прямая на уровне приблизительно –30 дБ).

Графики на рисунках 12б, 12в и 12г наглядно доказывают, что с помощью НЧ-коррекции можно существенно повысить уровень составляющих спектра в области НЧ и, таким образом, снять недостаток регулятора громкости [4], связанный с несоответствием его АЧХ линиям равной громкости (см. рис. 8 в [2]) в области самых низких частот. Кроме того, из этих графиков можно сделать два важных вывода. Во-первых, при НЧ-коррекции минимум кривой АЧХ приходится на 1,5 кГц (то есть он смещён вправо), что существенно ближе к кривым равной громкости, тогда как без НЧ-коррекции этот минимум составляет около 1 кГц. Во-вторых, можно заметить, что НЧ-коррекция абсолютно не влияет на уровни составляющих спектра в области СЧ и ВЧ.

Применение в подобном ТКРГ НЧ-коррекции в области самых низких частот позволяет несколько поднять АЧХ АС, у которых в этом диапазоне наблюдается существенный спад, и таким образом повысить комфортное восприятие звучания усилителя и АС.

 

Питание усилителя

Для питания усилителя можно использовать стабилизированный источник питания (ИП) [5] ±20 В с максимальным током 10 А, оснащённый электронным фильтром и защитой от превышения тока, способный отдавать мощность до 400 Вт [6]. Такой ИП был использован для питания мостового усилителя на базе LM3886 (см. рис. 6 в [2]).

Однако применение столь мощного ИП для питания мостового усилителя, во-первых, является избыточным, поскольку максимальная амплитуда выходного сигнала каждого из четырёх мощных ОУ не превышает 8 В, и, во-вторых, при питании мостового усилителя напряжением ±20 В существенно увеличивается нагрев всего усилителя по сравнению с нагревом усилителя на базе LM4780, включённого по стандартной (не мостовой) схеме [5]. В связи с этим для питания мостового усилителя был использован менее мощный стабилизированный ИП с выходными напряжениями ±12,5 В.

В ИП применён менее мощный (250 Вт) и менее габаритный тороидальный трансформатор с двумя вторичными полуобмотками с действующим значением напряжения холостого хода по 12 В и выводом от средней точки. В качестве выпрямительных диодов были использованы диоды Шоттки IXIS DSA30I100PA с максимальным обратным напряжением 100 В и максимальным током 30 А. Можно также использовать недорогие диоды Шоттки MBR25100 с максимальным током 25 А и максимальным обратным напряжением 100 В. В отличие от двухвывод-ного диода DSA30I100PA MBR25100 представляет собой два диода с соединёнными катодами и имеет три вывода: два анода и объединённый катод. Падение напряжения на каждом диоде при токе 5 А (или на двух параллельно включённых при токе 10 А) составляет 0,5 В. Чуть меньшее падение напряжения при токе 10 А имеют диоды DSA30I100PA. В качестве сглаживающего фильтра по каждому из выпрямленных напряжений были установлены электролитические конденсаторы общей ёмкостью 32 000 мкФ (10 000 мкФ / 50 В + 22 000 мкФ / 50 В).

При стандартной конструкции трансформатора разница между напряжением холостого хода (12 В) и напряжением при максимальном токе нагрузки в 10 А составляет не более 10%, то есть 1,2 В. Другими словами, действующее значение выходного напряжения каждой из полуобмоток максимально нагруженного трансформатора составит 12 – 1,2 = 10,8 В, а амплитудное – в √2 раз больше, то есть около 15,3 В. При выпрямлении этого напряжения, учитывая падение напряжения на диодах в 0,5 В, максимальное мгновенное выходное напряжение будет составлять 15,3 – 0,5 = 14,8 В. Максимальный размах пульсаций при указанной ёмкости сглаживающих конденсаторов составляет около 1,25 В, поэтому минимальное мгновенное значение выходного напряжения не опустится ниже 14,8 – 1,25 = 13,55 В. Это значение будет использовано в дальнейшем.

Для отвода тепла от выпрямительных диодов каждый из них был укреплён на небольшом радиаторе, расположенном в корпусе ИП, а для отвода тепла от стабилизаторов использован радиатор с достаточно большой площадью поверхности, на котором были укреплены стабилизаторы с изолирующими керамическими прокладками с использованием теплопроводной пасты КПТ-8. 

В качестве стабилизаторов по каждому из напряжений (+12,5 и –12,5 В) были использованы фильтры-стабилизаторы, схемы которых приведены на рисунке 13. Эти фильтры-стабилизаторы оснащены электронными фильтрами, подавляющими пульсации выпрямленного напряжения, размах которых составляет около 1,25 В, приблизительно в 25 раз (до 0,05 В), и собственно стабилизаторами с выходными напряжениями ±12,5 В, имеющими максимальный размах пульсаций не более 1 мВ при токе 9 А. Для упрощения и снижения стоимости из схемы был исключён узел защиты от превышения тока, что позволило сэкономить один ОУ. Этот узел требуется только при отладке усилителя, а при его штатной работе не является необходимым. Кроме того, вместо источника опорного напряжения (ИОН) на базе стабилитрона и ОУ [5, 6] применён ИОН на базе стабилитрона (VD2) и полевого транзистора с p–n-переходом (Т3). Стабильность такого ИОН (коэффициент стабилизации более 10 000) не хуже, чем у первого [7]. Это позволило избавиться ещё от одного ОУ. В результате, в фильтрах-стабилизаторах применены достаточно распространённые и широкодоступные двухканальные ОУ TCA0372 и MC33072 в корпусе DIP8, стоимость которых на порядок меньше, чем четырёхканального ОУ ADA4096-4, используемого в [6].

ОУ питаются выходным напряжением ещё одного RC-фильтра, вход которого подключён к входному напряжению. Такое питание ОУ имеет ряд преимуществ по сравнению с вариантом, когда питание берётся с выхода электронного фильтра. Во-первых, отпадает необходимость в установке нагрузочного резистора (около 330 Ом), определяющего начальный ток стабилизатора [6], то есть стабилизаторы могут работать при нулевом токе нагрузки. Во-вторых, такое питание полностью исключило склонность фильтров-стабилизаторов к самовозбуждению. И в-третьих, при включении питания запуск стабилизаторов устойчив, то есть они надёжно и плавно переходят в штатный режим работы.

Другое отличие новых стабилизаторов заключается в применении транзисторов с более близкими параметрами: вместо IRF4905 используется STP80PF55 (крутизна S = 32 A/В, сопротивление сток–исток в открытом состоянии R_DS(on) = 16 мОм), а вместо IRF1405 – IRFB4710 (S = 35 A/В, R _DS(on) = 14 мОм). Это существенно повысило идентичность свойств фильтров-стабилизаторов положительного и отрицательного напряжений. Вместо пары транзисторов STP80PF55/IRFB4710 можно также использовать пару SUP90P06/STP120NF10 с более чем двукратно увеличенной крутизной S и со сниженным в два раза сопротивлением сток–исток в открытом состоянии (R_DS(on) = 10 мОм). Эта пара показала такой же результат работы, за исключением минимального падения напряжения собственно стабилизаторов, которое при токе 10 А составило 0,1 В, то есть в два раза ниже, чем STP80PF55/IRFB4710. Кроме того, максимальное напряжение сток–исток у SUP90P06 составляет 60 В (против 55 В у STP80PF55).

Рассмотрим схему фильтра-стабилизатора положительного напряжения +12,5 В (см. рис. 13а). Электронный фильтр построен на мощном полевом транзисторе STP80PF55 (T1) и первом ОУ DA1 (левый на схеме). RC-фильтр из двух последовательно включённых RC-цепочек R1C8 и R2C9, соединённых с инвертирующим входом первого ОУ (8 вывод DA1), подавляет пульсации выпрямленного напряжения приблизительно в 60 раз (36 дБ). Постоянная составляющая выходного напряжения этого фильтра снижена приблизительно на 0,6 В (по сравнению со средним входным напряжением) благодаря резистору R3*, который совместно с R1 образует делитель напряжения. Эта постоянная составляющая равна среднему входному напряжению за вычетом максимальной амплитуды пульсаций. К неинвертирующему входу ОУ подключено выходное напряжение фильтра (сток Т1). Резистор R5 служит для сохранения баланса токов двух входов ОУ, что существенно снижает его напряжение сдвига. Этот ОУ сравнивает выходное напряжение фильтра (сток Т1) с выходным напряжением фильтра из двух RC-цепочек и своим выходным напряжением (первый вывод) воздействует на затвор Т1 таким образом, чтобы выходное напряжение фильтра (сток Т1) равнялось выходному напряжению фильтра из двух RC-цепочек. Резистор R4 служит для ограничения тока ОУ. Стабилитрон VD1 служит для защиты затвора Т1 от перенапряжения в момент включения.

DA1 питается выходным напряжением второго RC-фильтра, составленного из двух RC-цепочек: Rp1Cp1Cp2 и Rp2Cp3Cp4Cp5. Этот фильтр подавляет пульсации входного напряжения приблизительно в 10 раз. Благодаря такому решению напряжение питания DA1 повышено, что позволяет с большей надёжностью управлять затворами T1 и T2, особенно при малых токах нагрузки.

Транзисторы в фильтрах-стабилизаторах включены нестандартным образом: исток подключён к входному напряжению, а со стока снимается выходное напряжение. Кроме того, транзисторы Т1 и Т2 (STP80PF55) – p-канальные. Для включения транзисторов по схеме, показанной на рисунке 13а, на их затвор требуется подать напряжение ниже входного напряжения на 3–5 В, с чем легко справляется любой ОУ. Таким образом, проблем с включением транзисторов в данной схеме не возникает. Они возникают при выключении транзисторов, для чего на их затвор требуется подать напряжение, близкое к напряжению питания ОУ. Как известно, в стандартном (не Rail-Out) ОУ выходное напряжение ниже напряжения питания, как минимум, на 0,5–1,5 В в зависимости от тока нагрузки. Поэтому, если, например, питать ОУ от выходного напряжения фильтра (то есть от стока Т1), которое ниже входного (то есть истока), как минимум, на 1 В, то при отсутствии нагрузки для закрытия транзистора (или его прикрытия) выходного напряжения ОУ может не хватить, в результате чего возникает генерация частотой около 300–500 Гц, избавиться от которой невозможно. Если подключить к выходу фильтра-стабилизатора нагрузку 200–300 Ом, при которой транзистор нужно немного приоткрыть, то есть подать на затвор напряжение ниже его значения при отсутствии нагрузки, то ОУ уже способен выдать это напряжение. Однако, поскольку ОУ и транзистор Т1 оказываются включёнными в один и тот же контур положительной обратной связи, такое включение приводит к возникновению ещё одной паразитной генерации частотой несколько кГц. Для подавления этой генерации к выходу транзистора (неважно, для чего он предназначен – для фильтра или стабилизатора) необходимо подключить конденсатор достаточно большой ёмкости, номиналом 1500–2000 мкФ.

При питании ОУ непосредственно от входного напряжения, которое выше выходного (сток Т1) на 1–1,5 В, оба описанных эффекта исчезают, то есть ни нагрузочный резистор, ни конденсатор большой ёмкости не требуется. Однако в этом случае может возникнуть парадоксальная ситуация. При включении питания, из-за того, что конденсатор C3, необходимый для подавления паразитных генераций, разряжен, начальное напряжение между затвором и истоком Т1 отсутствует, в результате чего транзистор оказывается закрытым. Поскольку при включении устройства питание на ОУ поступает с его входа (исток Т1), ОУ сразу же начинает работать и сравнивает выходное напряжение фильтра с выходным напряжением фильтра из двух RC-цепочек R1C8–R2C9. Поскольку оба эти напряжения нулевые, ОУ стремится сохранить это состояние, подавая на Т1 соответствующий высокий потенциал, в результате чего транзистор так и остаётся закрытым, то есть фильтр-стабилизатор не запускается. Если же питание ОУ берётся с выхода фильтра из двух RC-цепочек Rp1Cp1Cp2 и Rp2Cp3Cp4Cp5, имеющего постоянную времени t около 0,01 с, то ОУ получает полноценное питание только спустя это время. Пока питание на ОУ отсутствует, его выходное напряжение, подаваемое на затвор Т1, – нулевое, в результате чего транзистор открывается. Спустя время t ОУ уже работает в штатном режиме и, сравнивая напряжение стока Т1 с выходным напряжением фильтра R1C8–R2C9, выдаёт необходимое напряжение на затвор Т1. Таким образом, как при отсутствии нагрузки, так и при её наличии, выходное напряжение фильтра-стабилизатора при включении и затем в штатном режиме соответствует норме. Другими словами, фильтр-стабилизатор надёжно, устойчиво и, главное, достаточно плавно запускается. Кроме того, при работе в штатном режиме в фильтре-стабилизаторе полностью отсутствуют какие-либо паразитные генерации, что позволяет избежать применения конденсаторов высокой ёмкости на выходах.

Второй ОУ (правый на схеме на рисунке 13а) сравнивает выходное напряжение стабилизатора на Т2, взятого с движка резистора R8, входящего в состав делителя R7, R8, R9, с выходным напряжением ИОН, состоящего из Т3 и VD2, и оказывает своим выходным напряжением (четвёртый вывод DA1) необходимое воздействие на затвор Т2. Конденсаторы C1–C7 и C10 дополнительно снижают уровень пульсаций выходного напряжения фильтра-стабилизатора.

На схеме показана технологическая перемычка П1, соединяющая сток Т1 (точка СТ1) с истоком Т2 (ИТ2). Эта перемычка представляет собой медный лужёный одножильный провод диаметром 0,8–0,9 мм во фторопластовой трубке и припаивается непосредственно к соответствующим выводам транзисторов.

При изменении тока от 0 (отсутствие нагрузки) до 9 А выходное напряжение фильтров-стабилизаторов изменяется менее чем на 0,01 В. Сопротивление открытого канала транзисторов Т1 и Т2 составляет не более 20 мОм, что при токе 10 А создаёт падение напряжения 0,2 В. Кроме того, при максимальном токе амплитуда пульсаций на входе фильтра составляет около 0,6 В, поэтому его выходное напряжение снижено на 0,6 В по сравнению со средним входным напряжением. Учитывая общую сумму падений напряжения на двух транзисторах (0,4 В) и снижение напряжения на 0,6 В на фильтре, составляющую около 1 В, при выходном напряжении фильтра-стабилизатора 12,5 В, входное напряжение не должно опускаться ниже 12,5 + 1 =13,5 В. Необходимо также учитывать падение напряжения и от температуры, которое составляет около 0,1 В при изменении температуры от +25 до +50°C при токе 9 А. Поэтому выходное напряжение стабилизатора на Т2 желательно выставить на уровне +12,6 В. Таким образом, для надёжной работы фильтров-стабилизаторов входное напряжение не должно опускаться ниже 13,5 В. Реальные измерения подтвердили, что устройство устойчиво и надёжно работает при минимальном значении входного напряжения в 13,5 В при токе нагрузки 9 А. Для охлаждения транзисторов желательно использовать радиатор, площадь поверхности которого составляет не менее 400 мм².

Хотя, как уже отмечалось, узел защиты стабилизаторов от превышения тока (в том числе и от тока короткого замыкания) можно считать избыточным. В некоторых ситуациях наличие такого узла может быть продиктовано различными условиями. В этом случае может быть использована достаточно простая схема защиты (см. рис. 13б). В схеме применён недорогой одноканальный Rail-to-Rail ОУ OPA170 (DA1) в миниатюрном корпусе SOT23-5. В качестве измерителя тока используется шунт, представляющий собой SMD-резистор R7 размером 2512 номиналом 5 мОм и мощностью 2 Вт. Оптронный симистор MOC3023 (DA2) с максимальным током срабатывания 5 мА используется в качестве порогового устройства. Подобная схема использовалась в [6] с другим типом ОУ и показала хороший результат, поэтому и применена в настоящем устройстве.

Схема работает следующим образом. Дифференциальный усилитель на DA1 с коэффициентом усиления 100 (отношение резисторов R4/R2 = =R3/R1) измеряет падение напряжения на выводах шунта, которое при токе 10 А составляет 50 мВ. Выходное напряжение ОУ, таким образом, составляет 50 мВ × 100 = 5 В. Это напряжение через резисторы R5 и R6 попадает на анод светодиода DA2, который зажигается при токе светодиода около 5 мА и включает оптронный симистор, замыкающий затвор Т1 с его истоком. Транзистор Т1 запирается, выходное напряжение стабилизатора +12,5 В падает почти до нуля (несколько мВ), и ток нагрузки становится почти нулевым. Одновременно зажигается светодиод LED1 красного свечения (Rled – его токоограничительный резистор), а светодиод жёлтого свечения, сигнализирующий о наличии выходного напряжения +12,5 В (LED+ на рисунке 13д), гаснет. Поскольку симистор представляет собой триггерное устройство, то при пропадании тока нагрузки симистор остаётся включённым, и единственным способом запуска стабилизатора является выключение ИП и его повторное включение. При повторном включении (по истечении времени разряда электролитических конденсаторов выпрямителя) ИП будет вновь работоспособен. Время разряда конденсаторов составляет несколько минут, поэтому для принудительного ускоренного их разряда до нескольких секунд можно предусмотреть две кнопки с последовательно включёнными резисторами 40–50 Ом, через которые будет происходить разряд. Эти кнопки можно установить на задней стенке корпуса.

На схемах, приведённых на рисунках 13б и 13г, транзисторы Т1 и Т2 показаны условно в пунктирных прямо-угольниках. На самом деле их там нет, а в схеме точками указаны лишь их выводы, которые соединяются проводами со стабилизатором (см. рис. 13а). Это затвор, сток и исток Т1 (ЗТ1, СТ1 и ИТ1) и исток Т2 (ИТ2). Кроме того, «земля» также берётся со стабилизатора. Три сигнала СТ1, ИТ1 и ИТ2 являются силовыми и соединяются с платой стабилизатора одножильными медными проводами диаметром 0,8–0,9 мм. «Земля» соединяется одножильным проводом диаметром 0,5 мм, а затвор – проводом МГТФ-0,1. В этом случае перемычка П1 снимается. Переменный резистор R5 предназначен для настройки требуемого значения порогового тока. При сумме сопротивлений резисторов R5 + R6 = 1,9 кОм пороговое значение тока срабатывания защиты составляет 10 А. Причём, при токе 9 А защита надёжно не срабатывает.

Следует отметить, что в схеме УМЗЧ на базе четырёх LM3886 (см. рис. 6 в [2]) к питанию каждого из них (положительному и отрицательному) подключены конденсаторы общей ёмкостью 720 мкФ. Кроме того, в схеме стабилизатора (см. рис. 13а) также имеется два конденсатора по 180 мкФ (C4 и C7) общей ёмкостью 360 мкФ. Таким образом, суммарная ёмкость конденсаторов, которые будут при включении заряжаться от стабилизатора, составляет около 1000 мкФ. Такая ёмкость при заряде потребляет значительный ток, что может привести к ложному срабатыванию защиты. Это зависит от мощности трансформатора, ёмкости сглаживающих конденсаторов и других непредсказуемых факторов. В этом случае, регулируя резистор R5 (см. рис. 13б), можно немного повысить порог срабатывания защиты.

Проверка работы схемы показала хорошую повторяемость включения защиты при максимальном пороговом токе.

Схема фильтра-стабилизатора отрицательного напряжения (см. рис. 13в) отличается от схемы фильтра-стабилизатора положительного напряжения другим типом проводимости (n) мощных транзисторов T1 и T2 (IRFB4710), противоположной полярностью включения Т3, VD2 и электролитических конденсаторов, а также другим типом ОУ DA1 (MC33072). Схема защиты от превышения тока для стабилизатора отрицательной полярности (см. рис. 13г) отличается от схемы, приведённой на рисунке 13б противоположной полярностью включения светодиода оптрона и сигнального диода LED1, а также иным способом включения питания ОУ (пятый вывод V+ заземлён, а отрицательное напряжение питания подаётся на второй вывод V–).

Хотя фильтр-стабилизатор отрицательного напряжения устойчиво и надёжно запускается при питании ОУ от входного напряжения, применение фильтра из двух RC-цепочек Rp1Cp1Cp2 и Rp2Cp3Cp4Cp5 для питания ОУ полностью устраняет склонность устройства к самовозбуждению и обеспечивает его плавный запуск.

При токе нагрузки 9 А размах пульсаций выходного напряжения составляет менее 1 мВ (против 1 мВ у фильтра-стабилизатора положительного напряжения). Измерение размаха пульсаций проводилось с помощью осциллографа непосредственно на стоке Т2.

Для индикации наличия напряжений +12,5 и –12,5 В используются светодиоды, соответственно, жёлтого и зелёного свечения (LED+ и LED–) со своими токоограничительными резисторами (Rled+ и Rled–), а сами напряжения фильтров-стабилизаторов подаются на выходной разъём XP типа XS20JK-4P(M) с максимальным током 25 А на контакт (см. рис. 13д).

В четвёртой, заключительной части статьи будут приведены рисунки разводки плат для всех устройств, использованных в усилителе, и рассказано о процедуре настройки усилителя и результатах его испытаний.

 

Литература

1. Кузьминов А. Применение инструментального усилителя для мостового включения двух мощных ОУ. Современная электроника. 2017. № 4.
2. Кузьминов А. Применение инструментального усилителя для мостового включения двух мощных ОУ. Современная электроника. 2017. № 5.
3. Елютин А., Ефремов Н. Let’s Test! Автозвук. 2002. №7.
4. Демченко Б. Тонкомпенсированный регулятор громкости с переменным резистором без отводов. Радио. 2015. №12.
5. Кузьминов А. Применение инструментального усилителя в усилителе низкой частоты. Современная электроника. 2016. №6.
6. Кузьминов А. Активный фильтр на мощном полевом транзисторе и ОУ с защитой от превышения тока. Современная электроника. 2016. №3.
7. Титце У., Шенк К. Полупроводниковая схемотехника. Мир. 1982.
8. Кузьминов А. Использование мощных полевых транзисторов и операционных усилителей в регуляторах и стабилизаторах напряжения. Современная электроника. 2012. № 7.
9. Кузьминов А. Сверхминиатюрные изолированные DC/DC-преобразователи со стабилизированным выходом и ультранизким уровнем пульсаций. Современная электроника. 2012. №8.
10. Кузьминов А. Импульсный ИП со стабилизированным выходом и низким уровнем пульсаций. Часть 3. Современная электроника. 2015. №5.