Создание низкотемпературных аналоговых ИС для обработки импульсных сигналов датчиков. Часть 2

Особенности аналоговой обработки импульсных сигналов ёмкостных датчиков

При схемотехническом моделировании датчик с высоким внутренним сопротивлением можно представить в виде параллельного соединения источника импульсного тока и конденсатора с ёмкостью от единиц пикофарад до единиц нанофарад. Обычно датчик соединяется с каналом (см. рис. 1), который преобразует входной импульс тока в выходное напряжение с длительностью, достаточной для обработки последующими каскадами [1]. При коротких сигналах датчиков чаще всего применяются зарядочувствительные усилители (ЗЧУ). Если импульс тока датчика имеет протяжённую плоскую вершину, которую необходимо зарегистрировать, то используются трансимпедансные усилители (ТИУ), которые обладают малым входным сопротивлением и благодаря этому применяются при работе с датчиками с большой ёмкостью и/или с высокой частотой импульсов.

В идеальном случае ЗЧУ должен сформировать из короткого токового сигнала, который можно аппроксимировать δ-функцией, выходное ступенчатое напряжение. Чаще всего эту операцию выполняет инвертирующий усилитель с большим коэффициентом усиления и одним доминирующим полюсом, охваченный отрицательной обратной связью (ОС) с помощью конденсатора C_F. Конденсатор C_F заряжается постоянной составляющей входного тока I_INPDC, возникающей вследствие наложения импульсов тока, наличия входного тока усилителя DA1 и тока утечки датчика, что приводит к изменению уровня выходного напряжения и уменьшению динамического диапазона, а в предельном случае – к потере работоспособности выходного каскада усилителя DA1. Для устранения влияния постоянной составляющей I_INPDC на динамический диапазон ЗЧУ параллельно конденсатору C_F подключается высокоомный резистор R_F, который осуществляет ОС по постоянному току и, таким образом, устанавливает рабочий режим элементов усилителя DA1:

где V_OUTDC, V_INPDC – выходное и входное напряжения ЗЧУ по постоянному току.

Отметим, что аналогичную структуру может иметь ТИУ, в котором резистор R_F преобразует входной импульс тока в выходное напряжение, а конденсатор C_F обеспечивает устойчивую работу усилителя с ОС. Различие заключается в соотношении активной и реактивной составляющих комплексной проводимости цепи ОС, поскольку в ЗЧУ преобладает ёмкостная составляющая проводимости, а в ТИУ – резистивная.

Любой токовый сигнал I_INP, поступающий на вход ЗЧУ (DA1, R_F, C_F, см. рис. 1), вызывает падение напряжения V_INP = I_INPZ_EQ на эквивалентном входном импедансе Z_EQ, который образуется параллельным соединением динамического импеданса обратной связи Z_F/(1 + K_V) и суммарного импеданса всех параллельных цепей Z_åINP, соединённых с входом:

где K_V – значение коэффициента усиления DA1 при разомкнутой цепи ОС, Z_F, Z_åINP – импеданс ОС и суммарный импеданс всех параллельных цепей, соединённых с входом усилителя DA1 (узел INP, см. рис. 1).

Увеличение входной проводимости обусловлено тем, что каждому изменению входного потенциала схемы соответствует в K_V раз большее изменение потенциала противоположного знака на другом выводе Z_F, а ток, протекающий через импеданс обратной связи, в (1 + K_V) раз больше, чем в случае заземлённого вывода Z_F (так называемый эффект Миллера). Так как выходное напряжение V_OUT усилителя DA1 в K_V раз больше входного, то для коэффициента передачи с замкнутой ОС справедливо выражение:

где K_F – значение коэффициента передачи усилителя DA1 при замкнутой цепи ОС, а знак «–» обусловлен тем, что входное и выходное напряжения находятся в противофазе.

В случае с ЗЧУ пренебрегают активной составляющей эквивалентной входной проводимости по сравнению с реактивной. Тогда для коэффициента передачи (коэффициента преобразования входного заряда в выходное напряжение K_QV), без учёта влияния АЧХ усилителя DA1, то есть в предположении, что коэффициент усиления K_V сохраняет постоянное значение в спектре частот входного сигнала, справедливо соотношение:

где C_D, C_INP – ёмкость датчика и входная ёмкость инвертирующего усилителя DA1, соответственно.

Выражение (4) можно пояснить следующим образом. Токовый сигнал датчика, аппроксимируемый d-функцией, накапливается на суммарной динамической ёмкости обратной связи C_F(1 + K_V), датчика C_D и входной ёмкости усилителя C_INP и преобразуется в импульс входного напряжения, который усиливается в K_V раз с помощью усилителя DA1. При этом форма выходного напряжения ЗЧУ имеет экспоненциальный спад с постоянной времени t_F = C_FR_F, а постоянная времени фронта нарастания t_R определяется доминирующей постоянной времени t_AMPL усилителя DA1 и параметрами элементов ОС:

Из выражения (4) следует, что для обеспечения постоянного коэффициента преобразования K_QV ≈ –1/C_F при разных значениях ёмкостей датчиков необходимо выполнение условия

Обычно для уменьшения уровня шумов выход ЗЧУ соединяется с полосовым фильтром, который приводит к появлению на выходе аналогового канала (OUT, см. рис. 1) импульса специальной формы. Поэтому такой фильтр часто называют «формирователем».

Схемотехническую структуру интегрального фильтра выбирают с учётом реальной формы сигнала, возможности реализации фильтра в полупроводниковом исполнении и минимизации потребляемой мощности при обеспечении необходимого быстродействия. С учётом этих факторов, а также для дополнительного усиления сигнала, в интегральном исполнении предпочтительно изготовление резистивно-ёмкостных CR^M–RC^N-активных полосовых фильтров (DA2 – DA_N+1, R, R_F1, C, см. рис. 1), которые состоят из последовательного соединения M-дифференцирующих и N-интегрирующих цепей [1].

Шумовые свойства ЗЧУ характеризует эквивалентный шумовой заряд (ENC, Equivalent Noise Charge), вызывающий на выходе канала сигнал, равный среднеквадратическому значению шумов. При аналитических оценках уровня шумов канала, содержащего ЗЧУ и фильтр, обычно полагают, что преобладающий вклад вносит «головной» транзистор ЗЧУ. Для полевого транзистора с p–n-переходом (ПТП), включённого по схеме с общим истоком, без учёта влияния фликкер-шума, справедливы соотношения [1]:

где J указывает на принадлежность параметров к ПТП, ENC_PJ, ENC_SJ – эквивалентный шумовой заряд, обусловленный параллельной и последовательной составляющей шумов, α_S1, α_S2 – коэффициенты формы выходного импульса, T_M – момент времени, соответствующий максимуму (пику) импульсной характеристики, C_SG, C_DG – ёмкости обратно смещённых p–n-переходов исток-затвор и сток-затвор, C_STR – паразитная ёмкость, соединённая с входом ЗЧУ, k – постоянная Больцмана, T – абсолютная температура, q – заряд электрона, g_M – крутизна ПТП.

Анализ соотношений (7) и (8) показывает, что уровень шумов можно уменьшить следующим образом.

1. При увеличении крутизны ПТП путём увеличения отношения ширины затвора к длине W/L одновременно увеличивается ёмкость C_SG, и поэтому существует локальный минимум ENC_SJ (второго слагаемого в выражении (7)), имеющий место при выполнении условия так называемого «ёмкостного согласования головного ПТП и датчика»:
   
   
2. Увеличение сопротивления резистора R_F и уменьшение постоянного входного тока способствуют уменьшению ENC_PJ. Кроме того, при этом возможно значительное увеличение времени пика T_M для уменьшения ENC_SJ. Однако при выборе параметров R_F, I_INPDC и T_M целесообразно учитывать следующие факторы: высокоомные резисторы обладают паразитной ёмкостью, которая вызывает изменение формы выходного импульсного сигнала, а большие значения времени пика T_M могут привести к появлению «микрофонного» эффекта.
3. Увеличение крутизны ПТП повышением тока стока I_D приводит к слабому уменьшению последовательной составляющей шумового заряда, поскольку
   
   где g_MMAX – максимальная крутизна ПТП при максимальном токе стока I_SDMAX при V_GS = 0, V_SD ≥ V_TH. V_GS, V_SD, V_TH – напряжение затвор-исток, сток-исток и отсечки ПТП, соответственно, I_D – ток стока. При этом существенно возрастает потребляемая мощность.

Усилители с охлаждаемым «головным» транзистором

Наиболее распространённым видом криогенных аналоговых микросхем для датчиков является малошумящий усилитель с охлаждаемым «головным» элементом, упрощённая схема которого показана на рисунке 2 [2]. Он содержит преобразователь напряжение-ток (T) на биполярном или полевом транзисторе, нагрузку (Z1) и буферный каскад (B1). Каскад T преобразует входное напряжение малой величины в ток, который, протекая по нагрузке Z1, создаёт на ней большое падение напряжения. Буферный каскад B₁ (чаще всего, повторитель напряжения) обеспечивает работу усилителя с внешней нагрузкой и управляет цепью ОС (конденсатором C_F).

Коэффициент усиления напряжения на низкой частоте при разомкнутой цепи ОС определяется произведением крутизны «головного» элемента на суммарное сопротивление всех параллельных цепей, соединённых с высокоимпедансным узлом (A на рис. 2). Поэтому при проектировании усилителя необходимо максимально увеличивать крутизну «головного» элемента, сопротивление нагрузки Z1, а также обеспечивать высокое входное сопротивление буферного каскада.

Для усилителей, работающих с высокоимпедансным источником входного сигнала, в качестве «головного» элемента обычно используют малошумящий ПТП. При этом максимальный коэффициент усиления напряжения K_MAX, в предположении бесконечно большого Z1 и с учётом g_SD ≈ λI_D, составит [1]:

где g_SD – малосигнальная выходная проводимость ПТП, l – коэффициент модуляции длины канала напряжением V_SD, BETA – коэффициент пропорциональности (удельная крутизна).

При максимальном токе стока ПТП, обеспечивающем максимальную крутизну, K_MAX уменьшится до величины, определяемой выражением:

В современных ПТП для увеличения крутизны уменьшают длину канала, но при этом возрастает коэффициент l и уменьшается усиление. Например, для DMILL p-ПТП K_MAX = 20 [3].

Для увеличения коэффициента усиления с разомкнутой ОС обычно применяют следующие схемотехнические решения.

1. Добавляют усилительный каскад (см. рис. 3). Однако при этом усложняется частотная коррекция, так как необходимо обеспечить большой разнос по частоте для трёх полюсов: дополнительного усилителя (DA1 на рис. 3), высокоимпедансного узла (A на рис. 3) и входа INP, на частоту полюса которого влияет ёмкость p–n-перехода затвор-сток C_GD, усиленная в (1+K) раз благодаря эффекту Миллера, где K – коэффициент усиления входного напряжения на стоке J1.
   
   
2. Каскодное включение «головного» транзистора с дополнительным токозадающим резистором (R2, см. рис. 4). В таком включении один из транзисторов с высоким выходным сопротивлением соединён со вторым транзистором, имеющим низкое входное и высокое выходное сопротивления. Например, каскодными являются соединения типа общий эмиттер (ОЭ) и общая база (ОБ), ОЭ и общий затвор (ОЗ), общий исток (ОИ) и ОБ, ОИ и ОЗ (см. рис. 4).
   
   
   Каскоды обладают рядом преимуществ, а именно: стабилизация потенциала на стоке «головного» транзистора J1 нейтрализует эффект Миллера и динамическую входную ёмкость C_INP усилителя. Каскодное соединение также уменьшает малосигнальную выходную проводимость J2, что позволяет увеличить усиление. На рисунке 5 показан фрагмент выходной вольтамперной характеристики (ВАХ) в схеме с общим истоком обычного и каскодного p-ПТП АБМК-1.3 [4], из которого следует, что каскодное соединение уменьшило выходную проводимость более чем в 80 раз. Дополнительный резистор R2 обеспечивает большой ток стока J1 для увеличения его крутизны и уменьшения шумов и малый ток стока J2 для уменьшения его g_SD и повышения усиления напряжения в высокоимпедансном узле.
3. В качестве нагрузки Z1 используют выходное малосигнальное сопротивление биполярных транзисторов (БТ) и ПТП и, что предпочтительнее, каскодных соединений БТ и ПТП. На рисунке 6 приведены схемы включения p-ПТП в качестве резисторов, а рисунки 7 и 8 иллюстрируют их статические и частотные характеристики.
   
   
   
   
4. Следящие ОС для увеличения импеданса Z1.
5. Каскодное включение комплементарных транзисторов (см. рис. 9), так называемый «перегнутый» каскод (Folded Cascode), совместно с активной нагрузкой часто обеспечивает усиление, достаточное для выполнения условия выражения (6), что упрощает частотную коррекцию и расширяет полосу пропускания. Кроме того, «перегнутые» каскоды осуществляют сдвиг уровня постоянного напряжение для увеличения динамического диапазона.
   
   

Как видно из рисунка 9, только «головной» транзистор J1, элементы обратной связи R_F, C_F и датчик C_D находятся при низкой температуре, а остальные элементы – при комнатной. При использовании в качестве «головного» элемента n-ПТП, каскодным транзистором может быть как p-ПТП J2, так и биполярный p–n–p-транзистор, а активной нагрузкой I2 – n-ПТП или биполярный n–p–n-транзистор. Режим работы J1 задаёт источник тока I1, который может быть и активным, и пассивным. Буферный каскад желательно сформировать в виде истокового повторителя на ПТП.

В соответствии со схемой, показанной на рисунке 9, создан и испытан ряд микросхем с охлаждаемым «головным» транзистором [5–8], причём основное внимание при их разработке было сосредоточено на решении проблем, актуальных для любых ЗЧУ:

• на выборе режима работы и размеров «головного» ПТП для минимизации потребляемой мощности и шумов при работе с конкретным датчиком, в том числе за счёт «ёмкостного согласования» ЗЧУ и датчика [9–11];
• на оптимизации схемотехнической структуры [12–15];
• на использовании активных и пассивных элементов в цепи ОС для восстановления начального уровня выходного напряжения ЗЧУ после регистрации входного сигнала [12,15–17].

Окончание следует.

Литература

1. Абрамов И.И., Дворников О.В. Проектирование аналоговых микросхем для прецизионных измерительных систем. Минск. 2006.
2. Fabris L., Madden N.W., Yaver H. A Fast, Compact Solution for Low Noise Charge Preamplifiers. Nuclear Instruments and Methods in Physics Research. 1999. Vol. A424. Рр. 545–551.
3. Ardelean J., Hrisoho A., Truong K., Manfredi P.F., Speziali V., Svelto F., Citterio M. Preamplifiers for Room Temperature and Cryogenic Calorimetry Applications Based on DMILL Technology. Nuclear Instruments and Methods in Physics Research. 1996. Vol. A376. Рр. 217–224.
4. Прокопенко Н.Н., Дворников О.В., Крутчинский С.Г. Элементная база радиационно-стойких информационно-измерительных систем. Шахты. ФГБОУ ВПО «ЮРГУЭС». 2011.
5. Pullia A., Zocca F., Riboldi S., Budjas D., D’Andragora A. A Cryogenic Low-Noise JFET-CMOS Preamplifier for the HPGe Detectors of GERDA. IEEE Nuclear Science Symposium Conference Record. 2008. NSS’08. Рр. 2056–2060.
6. Pullia A., Zocca F., Oberlack U., Olsen S., Shagin P. A Cold Low Noise Preamplifier for Use in Liquid Xenon. IEEE Nuclear Science Symposium Conference Record. 2007. NSS’07. Vol. 1. Рр. 424–428.
7. Yvon D., Cummings A., Stockwell W., Barnes P.D., Stanton C., Sadoulet B., Shutt T., Stubbs C.W. Low Noise Voltage and Charge Preamplifiers for Phonon and Ionization Detectors at Very Low Temperature. Nuclear Instruments and Methods in Physics Research. 1996. Vol. A368. Рр. 778–788.
8. Дворников О., Чеховский В., Дятлов В., Прокопенко Н. Модуль на малошумящих полевых транзисторах для обработки сигналов лавинных фотодиодов. Современная электроника. 2014. №7. С. 2–4.
9. Radeka V., Rescia S., Manfredi P.F., Re V., Speziali V. Monolithic Preamplifier Employing Epitaxial N-Channel JFETS. Nuclear Instruments and Methods in Physics Research. 1993. Vol. A326. Рр. 77–81.
10. Radeka V., Rescia S., Rehn L.A., Manfredi P.F., Speziali V. Monolithic Junction Field-Effect Transistor Charge Preamplifier for Calorimetry at High Luminosity Hadron Colliders. IEEE Transactions on Nuclear Science. 1993. Vol. NS–40. №5. Рр. 1321–1324.
11. Manfredi P.F., Re V., Speziali V. JFET-Based Monolithic Preamplifiers for Spectrometry Applications. Nuclear Instruments and Methods in Physics Research. 1996. Vol. A380. Рр. 308–311.
12. Pichler B.J., Pimpl W., Buttler W., Kotoulas L., Boning G., Rafecas M., Lorenz E., Zieg­ler S.I. Integrated Low-Noise Low-Power Fast Charge-Sensitive Preamplifier for Avalanche Photodiodes in JFET-CMOS Technology. IEEE Transactions on Nuclear Science. 2001. Vol. NS–48. №6. Рр. 2370–2374.
13. Yu B., Zojceski Z., Harder J.A., Hrisoho A., Radeka V., Smith G.C. Front-End Electronics for High Rate, Position Sensitive Neutron Detectors. Nuclear Instruments and Methods in Physics Research. 2002. Vol. A485. Рр. 645–652.
14. Дворников О.В., Просандеев Д.Е., Володкевич А.А. Способ включения полевого транзистора с управляющим p–n-переходом. Патент N2046455 (РФ). Заявл. 03.04.92. Опубл. 20.10.95.
15. Дворников О.В. Проблемы проектирования аналоговых устройств с входными полевыми транзисторами. Компоненты и технологии. 2005. №8. С. 184–189.
16. Manfredi P.F., Re V., Speziali V. Monolithic JFET Preamplifier with Nonresistive Charge Reset. IEEE Transactions on Nuclear Science. 1998. Vol. 45. Рр. 2257–2260.
17. Guazzoni C., Sampietro M., Fazzi A. Detector Embedded Device for Continuous Reset of Charge Amplifiers: Choice Between Bipolar and MOS Transistor. Nuclear Instruments and Methods in Physics Research. 2000. Vol. A443. Рр. 447–450.

Если вам понравился материал, кликните значок - вы поможете нам узнать, каким статьям и новостям следует отдавать предпочтение. Если вы хотите обсудить материал - не стесняйтесь оставлять свои комментарии : возможно, они будут полезны другим нашим читателям!