ВСЕ Электроника и автоматизация Наука и техника Медицина и биотехнологии Природа и экология Человек и общество

СЭ №6 / 2015

Создание низкотемпературных аналоговых ИС для обработки импульсных сигналов датчиков. Часть 3

Дворников Олег, Чеховский Владимир, Дятлов Валентин, Прокопенко Николай

Рассмотрены малошумящие усилители и аналоговые каскады общего применения, оптимизированные для криогенных температур. Приведены схемотехнические решения, рекомендации по выбору размеров полевых транзисторов, режимов работы и сопротивлений, определяющих коэффициенты передачи.

20.06.2015 424 0 0

печатать Статья в PDF (498 КБ)

Создание низкотемпературных аналоговых ИС для обработки импульсных сигналов датчиков. Часть 3

Малошумящие усилители для криогенных температур

Необходимость размещения всех элементов, а не только «головного» транзистора, при низкой температуре значительно усложняет схемотехнический синтез малошумящего усилителя и требует дополнительного анализа его работы для правильного выбора структуры усилителя, типа применяемых активных и пассивных элементов.

Как отмечалось ранее, зарядочувствительные (ЗЧУ) и трансимпедансные (ТИУ) усилители могут иметь полностью идентичные электрические схемы и отличаться только соотношением активной и реактивной составляющих комплексной проводимости цепи обратной связи (ОС).

Так, на рисунках 1 и 2 приведены упрощённые схемы усилителей, которые могут быть применены как для реализации ЗЧУ, так и ТИУ [1], хотя схема (см. рис. 1) преимущественно применяется в ЗЧУ, а схема (см. рис. 2) – в ТИУ.
Рис. 1. Упрощённая схема ЗЧУ
Рис. 2. Упрощённая схема ТИУ

Схема рис.1 предназначена для обеспечения высокого усиления при разомкнутой цепи ОС. Выходной ток каскода J₁, J₂ (V_G2 – постоянный потенциал) поступает в исток n-МОП- транзистора M (V_M – постоянный потенциал), сток которого соединён с нагрузкой в виде источника тока I₁ и является высокоимпедансным узлом A. Рассматриваемая схема содержит два каскода – обычный на J₁, J₂ и «перегнутый» на J₂, M. При замкнутой цепи ОС ток стока транзистора M будет равен I₁, а ток стока J₁ составит I₀ – I₁, при этом из-за предельно малого тока затвора J₁ входное (V_INP) и выходное (V_OUT) напряжение усилителя по постоянному току будет одинаково:

где V_GS, V_TH – напряжение затвор–исток и отсечки полевого транзистора с p-n-переходом (ПТП); I_D – ток стока; BETA – коэффициент пропорциональности (удельная крутизна).

При использовании усилителя по схеме на рисунке 1 в виде ТИУ, т.е. при C_F ≈ 0, необходимо учитывать, что при разомкнутой цепи ОС передаточная функция (ПФ) усилителя будет содержать два полюса: доминирующий полюс усилителя, определяемый ёмкостью C_L и суммарным сопротивлением всех параллельных цепей в высокоимпедансном узле А, и полюс на входе INP с постоянной времени, равной R_F(C_D+C_INP) [1], где C_INP – входная ёмкость усилителя с разомкнутой ОС. Частоты этих полюсов могут быть близкими, что вызовет колебания на импульсной характеристике при замкнутой цепи ОС. Для устранения колебаний в схему ТИУ параллельно R_F вводят небольшой конденсатор C_F. К сожалению, выбор номинала C_F затруднён тем, что выходное сопротивление транзистора M и транзистора, на котором сформирован источник тока I₁, зависят от тока I₁ и параметра λ и поэтому имеют технологический разброс.

Трансимпедансный усилитель предпочтительнее реализовать по схеме (см. рис. 2), где R_L – резистивная нагрузка несколько килоом. Если номиналы RC-элементов выбрать таким образом, чтобы они удовлетворяли условию R_FC_F = R_LC_L, где C_L – суммарная ёмкость, шунтирующая R_L по переменному току, то ПФ ТИУ будет иметь один полюс с постоянной времени R_F(C_D+ C_F+ C_INP) [1]. Заметим, что усиление схемы на постоянном токе при разомкнутой ОС составит g_M1´R_L, где g_M1 – крутизна ПТП J₁.

Наиболее сложным при проектировании усилителей по схемам (см. рис. 1 и 2) является выбор ширины (W) и длины (L) затвора и режимов работы транзисторов каскода J₁, J₂, для упрощения которого рекомендуется следующая последовательность работ.

Определить ток стока I_D1 и отношение W/L «головного» транзистора J₁ для получения требуемого уровня шума и рассеиваемой мощности. Если усилитель предназначен для работы в диапазоне температур, и приоритетом является стабильность параметров, то ток стока должен соответствовать оптимальному значению I_DOPT, при котором dI_D/dT ≈ 0. Обычно I_DOPT достигается при напряжении |V_GSOPT| ≈ |V_TH| – 0,66 В.
Определить ширину W затвора каскодного транзистора J₂ (W₂ < W₁ при L₂ = L₁ = L), чтобы для I_D2 = I_D1 напряжение V_GS2 ≈ 0.
Определить напряжение на затворе J₂ (V_G2) с тем, чтобы для p-ПТП выполнялось условие V_G2 < –V_TH + V_GS1+V_GS2.

На основе приведённых рекомендаций были разработаны малошумящие усилители для криогенных температур с внешними RC-элементами (см. рис. 3–8). Так как параметры ПТП для выбранного технологического маршрута определяются, в основном, отношением длины затвора к его ширине, то на рисунках приведены не только номиналы RC-элементов, но и значения W и L.
Рис. 3. Упрощённая схема криогенного ТИУ (CINP = 130 пФ) для датчиков с ёмкостью до несколько нФ [1]
Рис. 4. Упрощённая схема криогенного ЗЧУ для датчиков с ёмкостью до несколько нФ [1]
Рис. 5. Включение ЗЧУ по схеме (см. рис. 4) для минимизации уровня шумов [1]
Рис. 6. Упрощённая схема криогенного ЗЧУ (CINP = 130 пФ) для датчиков с ёмкостью до несколько нФ [2]
Рис. 7. Упрощённая схема криогенного ЗЧУ для датчиков с ёмкостью до несколько нФ [2], вариант 1
Рис. 8. Упрощённая схема криогенного ЗЧУ для датчиков с ёмкостью до несколько нФ [2], вариант 2

Схемы, показанные на рисунках 3–8, имеют следующие особенности.

Усилитель по схеме на рисунке 3 соответствует упрощённой схеме на рисунке 2. В качестве буферного каскада используются два последовательно соединённых истоковых повторителя J₈, J₆ и J₉, J₁₀, а сдвиг постоянного уровня напряжения осуществляет делитель R_A, R_B. В усилителе предусмотрена возможность изменения тока стока и, следовательно, рассеиваемой ТИУ мощности, и крутизны J₈ за счёт включения резистора между истоком J₆ (вывод 4) и его затвором (вывод 13). Как любой однотактный выходной каскад, истоковый повторитель обеспечивает высокую нагрузочную способность только для одной полуволны выходного напряжения, а именно при использовании p-ПТП – для втекающего тока в вывод 9 (отрицательной полуволны выходного сигнала). Увеличению нагрузочной способности по вытекающему току способствует ОС на резистивном делителе R₁–R₃. Если втекающий в вывод 9 ток уменьшается, то уменьшаются ток стока J₉ и падение напряжения на резисторе R₂, снижается потенциал затвора J₁₀ и увеличивается его ток стока. Таким образом, на транзисторе J₁₀ реализуется управляемый источник вытекающего тока, величина которого возрастает с ростом положительной полуволны выходного напряжения.
Усилитель по схеме (см. рис. 4) целесообразно применять в качестве ЗЧУ. Он соответствует упрощённой схеме рис.1: источник тока I₀ сформирован на отражателе тока M₁, M₂, величина тока в котором устанавливается внешним резистором R; источником тока I₁ является каскод J₃, J₄, причём ток стока J₄ задаёт R_C; к высокоимпедансному узлу A подключён буфер – истоковый повторитель на M₄, M₅, а выход ЗЧУ соединён с R_F через каскад сдвига уровня – резистивный делитель R₁, R₂. Регулировка тока стока «головного» транзистора позволяет выбрать оптимальный режим работы для конкретной ёмкости датчика C_D и требуемого быстродействия канала обработки сигналов T_M.
Известно, что отражатели тока могут вносить свой вклад в уровень шума усилителей. Обычно для минимизации шума в эмиттерные или истоковые цепи транзисторов отражателей тока включают резисторы. В схеме (см. рис. 4) это не сделано, поэтому для минимизации её шума источники тока на M₂, M₅ на рисунке 5 заменены внешними резисторами. При таком включении уровень шума усилителя определяется, главным образом, входным транзистором.
Усилитель, показанный на рисунке 6, является модернизацией схемы (см. рис. 3), оптимизированной для её применения в качестве ЗЧУ: источник тока на J₆ (см. рис. 3) заменён каскодным источником J₆, J₇, вместо резистора R применена активная нагрузка J₄, J₅. Все p-ПТП, за исключением J₄, J₁₁, имеют L = 1,2 мкм. Транзисторы J₄, J₁₁ являются источниками стабильного тока, выходное сопротивление которых повышено за счёт увеличенной до 4,8 мкм длины затвора. Соединение затвора J₅ с истоком J₈ приводит к тому, что активная нагрузка J₄, J₅ охвачена следящей ОС, значительно увеличивающей малосигнальное сопротивление активной нагрузки. Диодное соединение J₄ обеспечивает стабильный ток в «головном» транзисторе J₁ и постоянное напряжение затвор-исток J₅, а диодное соединение J₆ является источником стабильного тока для второго каскада. Каскодный транзистор J₇ значительно увеличивает малосигнальное сопротивление нагрузки в истоковой цепи J₈ для увеличения эффективности следящей ОС. Источник тока на J₁₁ может быть соединён параллельно источнику тока на J₄ для удвоения тока во входной цепи усилителя.
Чаще всего ПТП обладают большим технологическим разбросом параметров (напряжения отсечки, максимального тока стока), поэтому использование источников тока в виде диодного включения ПТП приводит к разбросу тока стока «головного» транзистора и разбросу параметров ЗЧУ в целом. В схемах, показанных на рисунках 7 и 8, предусмотрена установка тока стока «головного» транзистора с помощью источника I_REF (в простейшем случае, резистора и источника напряжения), соединённого с входом каскодного отражателя тока на n-МОП-транзисторах. Сдвиг уровня постоянного напряжения осуществляется диодным включением МОП-транзисторов. Назначение остальных элементов на рисунках 7 и 8 рассмотрено ранее.

Криогенные малошумящие усилители на основе p-ПТП, показанные на рисунках 3–8, были созданы в последнее время благодаря появлению технологического маршрута DMILL, обеспечивающего формирование на одной полупроводниковой подложке короткоканальных p-ПТП (L = 1,2 мкм) и МОП- транзисторов. Низкотемпературные ЗЧУ на длинноканальных n-ПТП (L > 5 мкм) были спроектированы и исследованы ранее. Основные схемные решения ЗЧУ на n-ПТП приведены на рисунках 9–16.
Рис. 9. Упрощённая схема криогенного ЗЧУ типа IPA3 (CINP = 60 пФ) для датчиков с ёмкостью от 100 до 1000 пФ [3–5]
Рис. 10. Типовая схема включения ЗЧУ по схеме (см. рис. 9)
Рис. 11. Упрощённая схема криогенного ЗЧУ типа IPA4 (CINP = 10 пФ) для датчиков с ёмкостью от 10 до 100 пФ [6]
Рис. 12. Схема включения типа «А» усилителя по схеме рис. 11 [6]
Рис. 13. Схема включения типа «B» усилителя по схеме рис. 11 [6]
Рис. 14. Включение ЗЧУ типа IPA4 без резистора RF [7]
Рис. 15. Буферный каскад на комплементарных ПТП [8]
Рис. 16. Буферный каскад с малой входной ёмкостью [9]

Схема ЗЧУ типа IPA3 (см. рис. 9) для датчиков с ёмкостью от 100 до 1000 пФ за исключением буферного каскада идентична схеме на рисунке 6 при замене p-ПТП на n-ПТП. Различные модификации IPA3 заключаются в отдельных или объединённых выводах затворов J₂ и J₆, отдельном выводе стока J₈ или его соединении с шиной положительного питания, небольшом отличии ширины затворов транзисторов при сохранении одинаковых параметров «головного» ПТП J₁, для которого C_INP ≈ 60 пФ при W/L = 11400/5 мкм [3–5]. Отдельный вывод стока J₈ используется для суммирования выходных токовых сигналов нескольких ЗЧУ. При соединении стока J₈ с шиной положительного питания в усилителе реализуется рассмотренный ранее буферный каскад со схемой сдвига постоянного уровня напряжения (см. рис.10). Несмотря на простоту схемотехнического решения, коэффициент усиления напряжения IPA3 в режиме холостого хода превышает 85 дБ [3].

Усилитель IPA4 (см. рис. 11) предназначен для обработки сигналов датчиков с ёмкостью от 10 до 100 пФ и отличается от IPA3, прежде всего, меньшими размерами «головного» транзистора J₁ (W/L = 1820/5 мкм) и расширенными возможностями подключения J₃. Источник тока на диодном включении транзистора J₃ обеспечивает ток через «головной» транзистор на уровне 600 мкА для уменьшения рассеиваемой мощности усилителя типа «А». При необходимости увеличения тока стока J₁ рекомендуется подключение внешнего резистора R_BL. Ток стока J₃ определяет скорость перезарядки суммарной ёмкости в высокоимпедансном узле A и, следовательно, скорость нарастания выходного напряжения. Если необходимо повысить быстродействие, рекомендуется применить ЗЧУ типа «B» с током перезарядки, определяемым резистором R₃. Таким образом, в ЗЧУ типа «B» можно независимо установить скорость нарастания выходного напряжения (выбором сопротивления R3) и уровень входного шума (сопротивлением R_BL). Заметим также, что в усилителе IPA4 возможно соединение стока J₂ с чисто резистивной нагрузкой при реализации ТИУ.

Для уменьшения уровня шума предназначено включение усилителя IPA4 (см. рис. 14) со схемой компенсации входного тока за счёт прямого смещения p-n-перехода затвор–исток «головного» ПТП [7]. Транзистор J₁ работает при токе, превышающем максимальный ток стока, что возможно только в случае прямого смещения перехода истока. Как показали экспериментальные исследования, компенсация входного тока позволяет исключить резистор R_F, что обеспечивает значительно меньший уровень эквивалентного шумового заряда при временах пика, превышающих 6 мкс при C_D = 0 [7].

Аналоговые каскады общего применения для криогенных температур

Типовой канал аналоговой обработки сигнала датчика содержит не только ЗЧУ или ТИУ, но и многокаскадный полосовой фильтр. Хотя фильтр можно реализовать на малошумящих усилителях, применяемых в ЗЧУ/ТИУ, но во многих случаях лучшее сочетание параметров и энергопотребления достигается при использовании ИС общего применения, – операционных усилителей, дифференциальных преобразователей напряжение–ток (operational transconductance amplifier, OTA) и двухтактных буферных каскадов. Некоторые схемотехнические решения указанных аналоговых устройств, работоспособные при низких температурах, рассмотрены далее.

Буферный каскад (см. рис. 15) на комплементарных ПТП [8] представляет собой аналог двухтактного эмиттерного повторителя на транзисторах, работающих в классе AB. Выбором соотношения резисторов R1/R2 можно установить выходное напряжение, равное нулю, при отсутствии входного сигнала V_OUT = V_INP. Этот режим работы описывают выражения

где I_SDMAX – максимальный ток стока ПТП.

Если буферный каскад должен обеспечить высокую нагрузочную способность, то транзисторы J₁ и J₂ должны иметь большую крутизну, которая обеспечивается за счёт увеличения отношения W/L. Однако такие транзисторы обладают значительной входной ёмкостью, которая непосредственно соединена с входом буфера INP и снижает быстродействие. Поэтому в широкополосных аналоговых ИС рекомендуется применение буферного каскада с малой входной ёмкостью (см. рис. 16) [9].
Рис. 17. Источник напряжения, управляемый напряжением положительной полярности [8]
Рис. 18. Источник напряжения, управляемый биполярным входным током [8]

На рисунках 17 и 18 показаны источники напряжения, управляемые напряжением (ИНУН), которые при подключении между входом INP и шиной нулевого потенциала резистора R_IN выполняют функцию источников напряжения, управляемых током (ИНУТ). Для работы схемы на рисунке 17 необходима идентичность параметров транзисторов J₁ и J₂, J₄ и J₅, а также равенство сопротивлений резисторов R_1/1 = R_1/2, R_4/1 = R_4/2, при этом [8]

Источник, реализованный по схеме (см. рис. 17), можно применять в качестве усилителя напряжения со стабильным усилением, ориентировочно не превышающем 100 В/В, а 1% погрешность коэффициента усиления обеспечивается при R₂ > 100R1.

Условиями работоспособности схемы (см. рис. 18) являются: идентичность параметров J₁ и J₂, J₄ и J₅, R_1/1 = R_1/2 и выполнение условия [8]

При выполнении условия (6) коэффициент преобразования входного тока I_IN в выходное напряжение будет равен

а при удалении резистора R_IN коэффициент усиления напряжения составит

Усилительные схемы ОТА широко применяются при синтезе различных типов фильтров. К ним предъявляются следующие основные требования:

бесконечно большой входной импеданс;
бесконечно большой выходной импеданс;
постоянный коэффициент преобразования входного напряжения в выходной ток в широком диапазоне сигналов;
бесконечно малый входной ток;
бесконечно малое выходное напряжение при отсутствии входного токового сигнала, т.е. малый входной ток смещения (аналог напряжения смещения ОУ);
температурная и временнáя стабильность коэффициента преобразования.

На рисунках 19 и 20 показаны источники тока, управляемые напряжением (ИТУН), которые отличаются от OTA, в основном, тем, что имеют один вход, на который поступает напряжение относительно шины нулевого потенциала – «земли», в то время как входным сигналом ОТА является напряжение между двумя входами.
Рис. 19. Источник вытекающего тока, управляемый напряжением [8]
Рис. 20. Источник втекающего тока, управляемый напряжением [8]

Для схемы на рисунке 19 коэффициент преобразования составляет [8]:

а для схемы на рисунке 20:

Сравним источники напряжения, управляемые током (см. рис. 19 и 20) с идеальным OTA.

Входным импедансом схем является сопротивление обратно смещённых p-n-переходов, которое определяется размерами ПТП и может быть сделано очень малым, если не предъявляются повышенные требования к крутизне «головного» транзистора.
Выходной импеданс источников – выходной импеданс двух параллельно соединённых ПТП. Для увеличения выходного импеданса целесообразно применять каскодное соединение ПТП.
Диапазон входных сигналов определяется, главным образом, напряжением отсечки применяемых ПТП и составляет от ±1 до ±6 В. Диапазон выходных токовых сигналов определяется сопротивлением преобразующего резистора R_CONV. В идеальном случае

В реальном случае на коэффициент преобразования влияет крутизна ПТП:

Для обеспечения высокой линейности преобразования, т.е. независимости коэффициента преобразования от уровня входного (выходного) сигналов, необходимо, чтобы R_CONV >> 1/g_M.
Входным током источников напряжения является ток обратно смещённого p-n-перехода, который обычно удваивается при увеличении температуры на 10°C и поэтому крайне мал при криогенных температурах.
Из-за технологического разброса параметров ПТП, для уменьшения входного тока смещения необходимо применять подстройку сопротивлений резисторов выходного каскада.
Температурная стабильность может быть обеспечена работой всех ПТП при одинаковой температуре и оптимальном токе стока.

Выводы

Низкотемпературные ИС находят применение в разных областях: космической аппаратуре, ядерной электронике, научном приборостроении, криогенных измерительных и медицинских приборах, приборах для исследований Арктики и Антарктики.

Одним из важнейших направлений низкотемпературной электроники является создание малошумящих аналоговых ИС для обработки импульсных сигналов датчиков с использованием в качестве «головного» элемента кремниевого полевого транзистора с p-n-переходом, обеспечивающего наименьший уровень шума.

Функционально завершённый канал аналоговой обработки импульсных сигналов датчиков содержит малошумящий усилитель, включённый по схеме зарядочувствительного или трансимпедансного усилителя, и полосовой фильтр.

В наиболее распространённом канале обработки сигналов датчиков «головной» транзистор малошумящего усилителя, элементы его цепи отрицательной обратной связи и датчик находятся при криогенной температуре, а остальные элементы – при комнатной. Такие усилители с охлаждаемым «головным» транзистором обычно реализуют в виде «перегнутого» каскода, обобщённая схема которого приведена в статье.

При необходимости размещения всех элементов канала, а не только «головного» транзистора, при низкой температуре, например в космической аппаратуре, синтез малошумящего усилителя и аналоговых каскадов общего применения осуществляют чаще всего на одном типе активного элемента – полевом транзисторе с p-n-переходом и каналом p- и/или n-типа.

В статье приведены и проанализированы схемотехнические решения, направленные на улучшение параметров усилителей, выполненных на полевых транзисторах с p-n-переходом: каскодное включение транзисторов, активная нагрузка в виде различного соединения полевых транзисторов, следящие обратные связи, истоковые повторители с увеличенной нагрузочной способностью.

Рассмотренные схемы и сформулированные рекомендации по выбору типа активных элементов и режима их работы могут быть использованы при разработке малошумящих усилителей для криогенных температур.

Литература

Ardelean J. On the Noise Behaviour of DMILL Charge and Current-Sensitive Preamplifier Architectures. Nuclear Instruments and Methods in Physics Research. Vol. A406. 1998. P. 127–138.
Ardelean J. Preamplifiers for Room Temperature and Cryogenic Calorimetry Applications Based on DMILL Technology. Nuclear Instruments and Methods in Physics Research. Vol. A376. 1996. P. 217–224.
Radeka V. Monolithic Preamplifier Employing Epitaxial N-Channel JFETS. Nuclear Instruments and Methods in Physics Research. Vol. A326. 1993. P. 77–81.
Radeka V. Monolithic Junction Field-Effect Transistor Charge Preamplifier for Calorimetry at High Luminosity Hadron Colliders. IEEE Transactions on Nuclear Science. Vol. NS-40. No 5. 1993. P. 1321–1324.
Radeka V. JFET Monolithic Preamplifier with Outstanding Noise Behaviour and Radiation Hardness Characteristics. IEEE Transactions on Nuclear Science. Vol. 40. 1993. P. 744–749.
Manfredi P.F. JFET-Based Monolithic Preamplifiers for Spectrometry Applications. Nuclear Instruments and Methods in Physics Research. Vol. A380. 1996. P. 308–311.
Manfredi P.F. Monolithic JFET Preamplifier with Nonresistive Charge Reset. IEEE Transactions on Nuclear Science. Vol. 45. 1998. P. 2257–2260.
Black G.G.A. A JFET Circuit for Instrumentation Applications. IEEE Transactions on Instrumentation and Measurement. Vol. 22. 1973. P. 2–8.
Forssell F. A Simple Class A JFET Operational Amplifier. www.forsselltech.com/media/attachments/JFET_Opamp.PDF.

Если вам понравился материал, кликните значок - вы поможете нам узнать, каким статьям и новостям следует отдавать предпочтение. Если вы хотите обсудить материал - не стесняйтесь оставлять свои комментарии : возможно, они будут полезны другим нашим читателям!

20.06.2015 424 0 0