Восстановление тактового сигнала и построение глазковых диаграмм на осциллографах Rigol серии MSO8000

Введение

Современный этап развития цифровой электроники характеризуется широким применением высокоскоростных последовательных интерфейсов для информационного обмена с периферийным оборудованием. Переход от параллельных схем структурированной передачи данных к последовательным обусловлен не только достижениями в части повышения быстродействия компонентной базы, но больше проблемами, возникающими при групповой обработке бит при их параллельной передаче. К таковым можно отнести:

Решение проблем такого рода для внутрисистемных компьютерных шин, например PCI Express 3.0, достигается в первую очередь за счёт тщательной выдержки заданного значения волнового сопротивления вдоль линий передачи, их одинаковой электрической длины, специальных топологических приёмов, т.е. таких мер, реализация которых в гибких кабельных подключениях серьёзно затруднена и потому не находит широкого применения. Как отмечается в [1], даже для внутренних высокоскоростных шин компьютерной техники с переходом к новым поколениям протоколов достижение стабильной работы печатных узлов при приемлемой для массового производства стоимости становится всё более сложной задачей. Зачастую её решение требует принятия таких специфических мер, как снижение шероховатости диэлектриков и механическая накатка фольги для проводников печатных узлов в целях минимизации потерь в проводниках.

Таким образом, широкое применение интерфейсов последовательного типа оказывается вполне оправданным. Все перспективные, но пока ещё не получившие массового распространения интерфейсы, такие как USB 3.2 (до 20 Гбит/с) [2], Thunderbolt (до 40 Гбит/с), DisplayPort (до 80 Гбит/с), имеют архитектуру, предусматривающую сочетание двух и более линий последовательной передачи данных, для которых предусматривается независимая синхронизация на каждой из приёмных сторон.

Перечисленные интерфейсы последовательной передачи данных отличаются использованием сигналов с очень широкой полосой частот, минимальное значение которой можно оценить равным битовой скорости. Более того, для обеспечения качественной передачи сигналов полоса частот линии должна быть в три раза больше битовой скорости [3]. В такой полосе фазовый сдвиг должен быть пропорционален частоте, а энергетические потери должны быть постоянными и не слишком большими, что не выполняется даже для специальных материалов, предназначенных для изготовления печатных плат высокого быстродействия. Зависимость электрофизических свойств материалов приводит к дисперсионным явлениям, в результате которых спектральные составляющие цифровых сигналов достигают точки потребления в разное время и с разным ослаблением. Общеизвестными результатами проявления дисперсии являются:

К настоящему времени выработано общее для цифровой передачи данных положение, согласно которому для правильного захвата логического состояния приёмным устройством необходимо, чтобы размах сигнала и битовый интервал за вычетом времени, приходящегося на переход между битами и джиттер, были больше некоторых минимально допустимых значений. Проверка этого условия предусматривается при тестировании на соответствие стандартам высокоскоростных протоколов передачи данных, в частности, USB 3.2 [2]. Практика проектирования однозначно показала, что анализировать перечисленные последствия дисперсии по раздельности нецелесообразно из-за тесного и подчас трудно разделимого переплетения причин и следствий.

В настоящее время основным способом анализа качеств цифровых сигналов является построение глазковых диаграмм (ГД), которые получаются путём многократного наложения осциллограмм исследуемого сигнала друг на друга с использованием обоснованного сопряжения по временно́й оси. На основе ГД могут быть определены уровень логических единицы и нуля, минимальные битовый интервал и размах (амплитуда) сигнала, характеристики пересечения осциллограмм при многократном наложении, а также фактор качества. Также при помощи ГД можно на начальном уровне исследовать джиттер, например, оценивать долю занятого им битового интервала. Более глубокий, в том числе статистический анализ джиттера позволяет сделать выводы о причинах его возникновения [3, 4]. Такой анализ принято проводить с использованием специальных аппаратно-программных опций, реализуемых на базе современных осциллографов.

Таким образом, измерения с использованием ГД являются действенным способом оценки качества передачи информации в цифровом виде, и неудивительно, что он пользуется большим спросом у разработчиков цифровых быстродействующих устройств и ключевой компонентной базы для них.

Казалось бы, построение ГД может быть выполнено путём многократного наложения осциллограмм при классической синхронизации по фронту и спаду, когда порог запуска развёртки установлен на половину размаха сигнала. Такой подход может быть ограниченно применим только в том случае, если достоверно известна неизменность битового интервала цифрового сигнала для выбранного уровня синхронизации. Однако из-за потерь и сопутствующего джиттера это невыполнимо для любых цифровых сигналов с высокой скоростью следования бит, включая используемые в перечисленных выше последовательных интерфейсах.

Полноценно реализовать построение ГД и провести анализ качества цифровых сигналов на её основе можно только в том случае, если запуск развёртки в осциллографе выполняется при помощи специального внутреннего сигнала синхронизации, сформированного на основе анализа битовой последовательности. Выработка таких синхросигналов осуществляется специальными аппаратными или программными опциями современных осциллографов, причём от качества их формирования будет зависеть точность построения ГД и, соответственно, качество результатов измерений. При этом реализуются специальные алгоритмы слежения за фазой и частотой, которые совместно позволяют восстанавливать тактовый сигнал в широком диапазоне битовых скоростей. Ввиду этого вначале целесо­образно рассмотреть подходы, применяемые для восстановления тактового сигнала (Clock and Data Recovery, CDR) и данных как в цифровых последовательных интерфейсах, так и в осциллографах для построения ГД.

Принципы и типовые схемы восстановления тактового сигнала на основе последовательности импульсов

Задача CDR в общем случае осложнена тем, что цифровой сигнал на входе приёмника оказывается асинхронным, имеет аддитивный шум и искажённую форму [4]. Причиной этого являются не только дисперсия в линии передачи, но и свойства передающего устройства. В этом смысле основной вклад вносит джиттер, проявляющийся в виде быстрых флуктуаций периода тактового сигнала и нестабильности положения фронтов на временно́й сетке. В большинстве случаев основным источником джиттера является фазовый шум задающего генератора. Дополнительными факторами, имеющими наибольшее значение для цифровых быстродействующих устройств, являются тепловой шум, нелинейность амплитудно-частотной и фазочастотной характеристик линий передачи, перекрёстные помехи. Аналогичная нестабильность, но в существенно меньшей степени, проявляется и в выходных сигналах схем CDR, и она, очевидно, усиливается при снижении качества входного сигнала.

Общая схема системы CDR приведена на рис. 1. Принимаемый сигнал поступает одновременно на модуль восстановления тактового сигнала и решающее устройство. Выходной тактовый сигнал, который и будет представлять в дальнейшем особый интерес, должен соответствовать текущей скорости передачи бит и иметь такое фазовое отношение в сравнении со входным сигналом CDR, при котором обеспечивается устойчивая его обработка. К системе CDR могут предъявляться самые различные требования по полосе перестройки, скорости синхронизации, входной сигнал может быть непрерывным потоком данных или же только эпизодически присутствовать на линии.

При восстановлении тактового сигнала схема CDR всегда будет находиться в переходном процессе, частота генератора будет колебаться в некоторых пределах около необходимой. Для устойчивости формирования сигнала синхронизации необходимо, чтобы соблюдались требования по минимально достаточному количеству переходов между логическими состояниями, что обеспечивается различными методами кодирования информации [5], например, 8b/10b, 128b/132b и др. Это обязательно реализуется в схемах CDR, работающих в составе стандартных интерфейсов последовательной передачи данных. Основными характеристиками систем CDR являются возможный диапазон битовых скоростей, восприимчивость к джиттеру, фазовый шум восстановленного тактового сигнала, а также время вхождения в синхронизацию.

Архитектуры систем CDR принято классифицировать следующим образом [6, 7]:

Каждая архитектура имеет свои особенности, достоинства и недостатки. Рассмотрим кратко принципы функционирования модулей восстановления тактового сигнала (МВТС) для некоторых систем CDR, что необходимо для выявления особенностей их тестирования.

1. Системы на основе ФАПЧ являются самыми распространёнными и способны работать в широком диапазоне скоростей входного потока данных, т.е. применяться в интерфейсах с переменной скоростью следования потока, например, в SATA. Их архитектура проявляет малую чувствительность к джиттеру, определяемую полосой фильтра в петле автоподстройки МВТС, которая включает фазовый детектор и управляемый источник тока, а также фильтр нижних частот (рис. 2а). Однако данные преимущества являются друг для друга конкурентными, поэтому чем выше скорость перестройки, тем, как правило, хуже подавление джиттера.

Для снижения времени подстройки и минимизации так называемого ложного захвата частоты внедряют второе кольцо ФАПЧ с более широкой полосой пропускания. В таком случае (рис. 2б) одно кольцо служит для грубой, частотной подстройки, а второе – для точной подстройки фазы. Из недостатков систем на основе ФАПЧ следует отметить длительное время синхронизации, сложность переноса на другой технологический процесс при аппаратной реализации, большую площадь, занимаемую фильтрами в составе системы CDR при её микроэлектронном исполнении.

2. Системы на основе управляемой линии задержки пригодны для схем с постоянной частотой следования бит, из чего следует основной недостаток – невозможность подстройки частоты генератора, формирующего выходной тактовый сигнал. Такие решения применяются в схемах синхронной передачи данных с индивидуальной подстройкой фазы одновременно для нескольких каналов.

Структура МВТС, представленная на рис. 3, предполагает наличие двух петель обратной связи. Первая из них, основанная на использовании частотно-фазового детектора, обеспечивает слежение за частотой и фазой специально сформированного опорного сигнала и предназначена для формирования напряжения, управляющего длительностью задержки в линии. Этот же подход может быть реализован и при использовании входного напряжения вместо опорного сигнала, однако такое решение более склонно к проявлению связанных с джиттером проблем. Стабильность восстановления опорного сигнала будет зависеть от характеристик источника опорной частоты. Управляемая линия задержки функционирует в составе петли слежения за задержкой, на выходе которой и формируется выходной тактовый сигнал. Недостатком такого технического решения являются ограничения по диапазону отстроек фазы, при которых сохраняется устойчивость её функционирования.

3. Системы на основе инициируемого генератора применяются в случаях, когда имеются ограничения по времени вхождения в синхронизацию [8]. В типовой схеме (рис. 4) входной сигнал поступает на линию задержки, которая вместе с детектором фронтов, построенном на логическом элементе «исключающее ИЛИ», формирует управляющий сигнал для генератора (1), у которого имеется возможность перестройки фазы в некотором диапазоне значений за счёт управляемой линии передачи. Для подстройки частоты и фазы выходного тактового сигнала используется напряжение, формируемое в петле слежения за фазой и частотой опорного источника, в которой имеется генератор (2). При обнаружении фронта генератор «сбрасывается», что обеспечивает выравнивание фазы входного сигнала и опорного генератора.

Достоинства такого подхода к восстановлению тактовой частоты состоят в отсутствии обратной связи, быстрой синхронизации, небольшой площади при интегральной реализации, недостатки – высокая чувствительность к джиттеру и к искажениям. Быстродействующие последовательные интерфейсы, включая USB 2.0/3.2, обычно используют такие схемы, поскольку протоколы передачи данных обычно отводят минимальное количество бит на вхождение в синхронизацию с целью достижения максимальной эффективной скорости передачи. Существуют более сложные решения, в которых негативное влияние джиттера устраняется добавлением в схему на рис. 4 петли обратной связи для слежения за фазой, как это принято в архитектуре схем с ФАПЧ.

4. Системы, основанные на интерполяции фаз, по логике работы сходны со схемами на основе управляемой линии задержки, однако здесь управляемый источник тока и фильтр нижних частот заменены схемой, включающей цифровой эквивалент последнего и цифро-аналоговый преобразователь (ЦАП) с токовым выходом, а управляемая линия задержки – интерполятором фаз (рис. 5). На его вход поступает квадратурный тактовый сигнал, сформированный в формирователе равномерным сдвигом на равные доли битового интервала. В такой схеме разрядность ЦАП определяет шаг подстройки фазы, а также джиттер выходного тактового сигнала. Выходной сигнал ЦАП управляет фазовым сдвигом, задаваемым интерполятором. Обычно решения на основе интерполяции фаз реализуются в приёмниках оптических сигналов, но при этом они оказываются намного сложнее, чем применение управляемой линии задержки. В отличие от других схем, она может применяться для синхронизации приёма сигналов в нескольких линиях, если не предъявляется жёстких требований по ограничению джиттера.

5. Системы на основе высокодобротных фильтров относятся к наиболее простым и дешёвым. В них используются высокодобротные полосовые фильтры, ширина полосы пропускания которых и определяет границы возможного изменения частоты выходного тактового сигнала. МВТС, построенные по такому принципу, имеют малое время синхронизации и применяются для интерфейсов с фиксированной битовой скоростью, проявляющих высокую устойчивость к джиттеру. Их схема включает в себя линию задержки, детектор фронтов и высокодобротный полосовой фильтр, который обычно строится в виде LC-контура либо основан на использовании поверхностных акустических волн. Применение данного технического решения ограничено сложностью реализации высокодобротных контуров на частотах сверх 1 ГГц, и предельная битовая скорость не превышает 5 Гбит/с.

Все рассмотренные структурные схемы МВТС имеют в своём составе петли слежения за частотой и/или фазой. Если на вход схемы поступает последовательность бит, характеризующаяся неизменной битовой скоростью и почти полным отсутствием джиттера, то корректирующие сигналы, формируемые петлями слежения, будут определяться случайными процессами. По этим же принципам работают модули восстановления тактового сигнала, необходимого для построения ГД в осциллографах.

Таким образом, настройки восстановления тактового сигнала будут оказывать прямое влияние на качество ГД. С одной стороны, установка более узких полос фильтров в схемах ФАПЧ повышает точность поддержания частоты формируемого тактового сигнала и повышает качество построения ГД, но с другой — увеличивает время вхождения в синхронизацию, повышает вероятность срыва восстановления тактового сигнала при сильном джиттере в исследуемой последовательности бит. В решении этого противоречия должен быть найден разумный компромисс.

Рекомендации по выбору битовых последовательностей для оценки качества построения глазковых диаграмм

Итак, качество построения ГД зависит от того, насколько хорошо в осциллографе реализованы функции восстановления тактового сигнала. Как правило, схемы CDR работают с битовыми последовательностями произвольного характера, однако здесь есть некоторые качественные ограничения. Как было показано, принципы работы МВТС таковы, что регуляризация фронтов и спадов улучшает условия восстановления тактового сигнала, способствуя снижению его джиттера и повышая качество построения ГД за счёт повторения условий синхронизации. Если приходится ориентироваться на конкретный стандарт передачи данных, то следует учесть действующие для него ограничения по количеству следующих подряд единичных и нулевых бит. Например, стандарт USB 2.0 [9] предполагает отсутствие смены сигнала в дифференциальной паре для единичных бит и определяет применение битстаффинга — вставок нулевого бита на каждые шесть следующих подряд единичных бит во избежание потери синхронизации.

В произвольном случае для первичной работы с опциями, предназначенными для построения ГД, следует использовать битовые последовательности, в составе которых должны быть фрагменты, включающие не менее 4…7 следующих подряд единичных и нулевых бит. Сравнительно долгое отсутствие переходов между фиксированными уровнями цифрового сигнала снижает стабильность работы петель обратной связи в рассмотренных выше схемах и увеличивает окно поиска. Если схемы восстановления тактового сигнала работают некачественно, то наличие в тестовом сигнале указанных последовательностей приведёт к заметному ухудшению ГД и к усилению отображаемого джиттера без видимых для этого причин. При необходимости в тестовую последовательность можно вводить десятки и сотни следующих подряд нулевых и единичных бит, что легко позволяют делать генераторы сигналов на основе прямого цифрового синтеза.

Одним из лучших вариантов для проведения тестирования как МВТС, так и опций для построения ГД является использование битовых последовательностей с большим периодом корреляции. Такие последовательности имеют острую автокорреляционную функцию (АКФ) и период, который может исчисляться сотнями тысяч бит, и хорошо имитируют цифровой сигнал с неповторяющейся передаваемой информацией. Как показала практика, ручное формирование длинных последовательностей не только требует больших затрат времени, но и отличается значительно худшими фактическими результатами, чем заслуживающие внимания строгие алгоритмы.

Известно [10], что битовые последовательности с большим периодом используются в составе дальномерных кодов в системах спутниковой навигации. В системе GPS для обеспечения стандартной точности позиционирования применяется код Голда, на основе которого наложением дополнительного кодирования формируется C/А-код, применяемый для модуляции навигационных сигналов. Принципы генерирования кода Голда для навигационных космических аппаратов с разными номерами широко освещены в литературе и стандарте GPS [11]. C/A-код является псевдослучайным, имеет периодичность 1023 бита и сравнительно легко поддаётся формированию с использованием математических пакетов, например, MatLAB. Далее он может быть воспроизведён с использованием генератора сигналов произвольной формы.

На рис. 6 в качестве примера приведён соответствующий коду Голда график нормированной функции NS(t/T), где T — битовый интервал, построенный для космического аппарата системы GPS с первым номером и значений t/T = 0…40, т.е. для первых сорока бит.

На рис. 7 показан график АКФ кода Голда, построенный на основе замены единичных и нулевых бит на –1 и 1 соответственно. При битовом смещении S = 0 значение соответствующей функции A(S) равно 1023, т.е. длине кода, а при смещениях S = ±1 о?? ?????????? ?1. ??? но составляет –1. При S ≠ 0 з??????? начение A(S) лежит в пределах от –65 до 63, что подтверждает псевдослучайный характер битовой последовательности. Острота АКФ кода Голда при нулевом смещении и большой период его корреляции, а также некоторые другие свойства и позволяют рекомендовать его в качестве одного из лучших вариантов для отладки МВТС-систем и проверки опций восстановления тактовой частоты при построении ГД. При необходимости такая битовая последовательность может быть дополнена вставкой из необходимого количества последовательных нулей и единиц.

Особенности восстановления тактовой частоты и построения глазковых диаграмм на осциллографах Rigol серии MSO8000

Описываемые ниже результаты измерений были получены с использованием осциллографа Rigol серии MSO8000. Это классические приборы лабораторного класса с полосой пропускания до 2 ГГц. Особенностью этого семейства являются сочетание высокой частоты дискретизации до 10 Гвыб/c, большой глубины памяти 500 млн выборок на канал, высокой скорости сбора данных до 600 тыс. осциллограмм в секунду и удобного интерфейса пользователя. Все эти особенности смогли быть реализованы в этой серии за счёт применения собственных разработок компании Rigol: уникальной архитектуры UltraVision II и ASIC Phoenix. Именно применение такой архитектуры и специальных интегральных плат и позволило реализовать в этой серии осциллографов дополнительные функции по восстановлению тактового сигнала в режиме реального времени, построению глазковых диаграмм и анализу джиттера. Эти особенности делают осциллографы Rigol серии MSO8000 отличным инструментом для анализа высокоскоростных интерфейсов передачи данных.

Как указано выше, в осциллографах Rigol серии MSO8000 измерения на основе ГД реализуются на основе восстановленного тактового сигнала, а сами приборы отличаются высокой скоростью захвата осциллограмм, что обеспечивает возможность обнаружения редко повторяющихся аномалий в сигнале, проявляющихся на ГД. Построение глазковых диаграмм и проведение измерений по ним на осциллографах рассматриваемой серии реализуется после установки опции MSO8000-JITTER, которая также открывает и функцию анализа джиттера, для реализации которой также необходим восстановленный сигнал внутреннего тактирования.

Рассматриваемая опция позволяет строить ГД для сигналов, подаваемых на любой из каналов осциллографа. Основной настройкой для построения ГД являются нижний, средний и верхний пороговые уровни, по которым осуществляется выработка тактового сигнала. Наиболее важные настройки относятся к восстановлению тактовой частоты. При этом осциллографы Rigol MSO8000 поддерживают несколько способов тактирования для построения ГД, включая использование постоянной тактовой частоты на основе номинальной битовой скорости, фазовой автоподстройки частоты и внешнего тактирования.

Если пользователь выбрал первый из перечисленных способов, то он далее должен выбрать один из трёх режимов его реализации. Ручной режим определяет, что тактовый сигнал для построения ГД будет формироваться строго по заданному пользователем значению битовой скорости без учёта вариаций фронтов и спадов сигнала во времени. Этот режим можно рекомендовать для исследования сигналов высокоскоростных последовательных интерфейсов, отличающихся практически постоянной скоростью передачи в связи с необходимостью восстановления тактовой частоты на стороне хоста и на стороне устройства. Полуавтоматический режим отличается тем, что также требует задания пользователем битовой скорости, однако фактическая частота тактирования будет находиться в окрестности этого значения, подстраиваясь по фактическому положению фронтов и спадов цифрового сигнала. Наконец, автоматический режим характеризуется отсутствием потребности в пользовательской информации о битовой скорости. При его использовании частота тактового сигнала формируется путём оценки минимального интервала времени между смежными фронтами и спадами.

Для восстановления тактового сигнала с использованием ФАПЧ необходимо ввести значение битовой скорости, а также провести специальные настройки для петель обратной связи. Осциллографы Rigol MSO8000 поддерживают работу ФАПЧ первого и второго порядка, причём этот показатель определяет порядок фильтров в петлях обратной связи. Для случая использования ФАПЧ необходимо задать частоту среза фильтра, которая определяет окно возможного варьирования восстановленного тактового сигнала в окрестности определённого в рамках ФАПЧ среднего значения. Согласно рекомендациям Rigol, частота среза фильтра должна составлять не более 1% от битовой скорости. Опция имеет принудительное ограничение на значение максимума этого параметра на уровне 10% от битовой скорости.

Для фильтра второго порядка необходимо также задать коэффициент демпфирования, который определяет поведение фильтра при импульсном изменении напряжения на их входе. В руководстве по эксплуатации [12] отмечается, что типичные его значения составляют 1,0 и 0,707. В [13] показано, что для колебательных систем, в частности стрелочных и модельно аналогичных им приборов, единичное значение коэффициента демпфирования соответствует критическому режиму, при котором в системе не формируется колебательный процесс, и схождение к новому показанию достигается за наименьшее время. Для измерений с использованием ФАПЧ второго порядка можно рекомендовать именно такое значение коэффициента демпфирования. При меньшем его значении в системе будет наблюдаться колебательный процесс, но считается, что при значении выше 0,5 он будет вырожден в апериодический процесс.

Использование внешнего сигнала для тактирования при построении ГД реализуется его подачей на один из свободных каналов осциллографа. В этом случае необходимо обратить внимание на своевременное его поступление в прибор и учесть задержку распространения в линиях передачи. Следует отметить, что осциллографы Rigol серии MSO8000 за счёт сенсорного экрана и интуитивно понятного интерфейса отличаются простотой управления, а все базовые функции управления развёрткой реализуются по привычным для пользователей современных осциллографов принципам.

На основе результатов построения ГД осциллографы Rigol серии MSO8000 в автоматическом режиме измеряют средние напряжения высокого и низкого уровня для цифрового сигнала, ширину и высоту ГД для прямого сопоставления с их минимально допустимыми значениями, амплитуду ГД. Также прибор определяет средний процент от вертикального раскрыва ГД, на котором в среднем наблюдаются пересечения многократно наложенных осциллограмм, и Q-фактор. Согласно определению, последний равен отношению амплитуды ГД к суммарной дисперсии напряжения высокого и низкого уровней в месте максимального раскрыва ГД.

Основное ограничение функциональности опции MSO8000-JITTER состоит в том, что ГД может быть построена при временно́й развёртке 100 нс/дел и менее. По-видимому, это связано с особенностью алгоритмов восстановления тактовых сигналов, которые, как это следует из приведённых выше схем, не могут работать с сигналами, имеющими произвольную скорость следования бит. Действительно, все составные части МВТС, делители, фильтры и т.д. всегда настраиваются на некоторый диапазон битовых скоростей. Слишком низкие её значения приводят к нестабильной работе петель обратной связи, в результате чего формируемый тактовый сигнал вначале претерпевает усиление джиттера, т.е. теряет должное качество, а при дальнейшем снижении битовой скорости его генерация полностью срывается. Однако здесь важно помнить, что сами измерения по ГД, да и анализ джиттера, обычно проводятся для скоростей более 1 Мбит/с, что делает рассматриваемое ограничение малозначимым для практических приложений.

Примеры построения глазковых диаграмм с использованием осциллографов Rigol серии MSO8104

Схема и средства измерений, используемые сигналы. Для выполнения измерений использовалась схема, представленная на рис. 8а, б. 

В её состав входил осциллограф Rigol MSO8104, имеющий четыре канала и полосу рабочих частот 1 ГГц. Формирование цифровых сигналов для построения ГД выполнялось при помощи генератора сигналов Hantek 1025G. Сигналы, необходимые для проведения измерений, загружались в него посредством интерфейса USB 2.0 через программное обеспечение генератора, установленное на ноутбуке HP mini 110-370er. Сформированные сигналы подавались в осциллограф посредством коаксиальной линии, входное сопротивление канала осциллографа равнялось 1 МОм. Режимы осуществления измерений настраивались загрузкой необходимых данных в генератор и выбором настроек, влияющих на восстановление тактового сигнала для построения ГД. Порог запуска развёртки устанавливался автоматически.

Для проведения измерений использовались синтезированные цифровые сигналы с уровнем нуля и единицы –2 и 2 В соответственно и с битовой скоростью 25 Мбит/с. Они представляли собой выборку из первых 1000 бит С/A-кода. Для некоторых типов измерений битовый состав либо структура сигналов изменялись в соответствии с приводимым ниже описанием. Каждый бит соответствовал четырём точкам выборки.

Результаты измерений, полученные при построении ГД по заданной битовой скорости, приведены на рис. 9. Для ручного режима, полуавтоматического и автоматического режимов измерения по ГД дают практически одинаковые результаты. Отличие состоит в том, что в автоматическом режиме, когда битовая скорость определяется измерением времени между фронтами и спадами, ГД едва заметно утолщается в области наложения фронтов и спадов. Это связано с тем, что битовая скорость выходного сигнала генератора несколько варьируется из-за его внутренней нестабильности. Для всех режимов уровни логических единицы и нуля составляют 1,954 и –1,994 В соответственно, горизонтальный и вертикальный раскрыв ГД имеет значения около 39,3 нс и 3,75 В, амплитуда вертикального раскрыва ГД 3,94 В. Точка пересечения фронтов и спадов находится на уровне 50% от вертикального раскрыва ГД, Q-фактор составляет около 60%. При таких результатах измерений можно гарантировать, что битовая последовательность будет гарантированно правильно принята на приёмной стороне. Перечисленные значения характеристик можно рассматривать как отправную точку для сопоставления с аналогичными для измерений, в которых используется ФАПЧ.

Результаты измерений, полученные при построении ГД с использованием ФАПЧ первого порядка. При полосе пропускания фильтра в петле обратной связи, равной 250 кГц, построенная ГД (рис. 10а) практически совпадает с представленными на рис. 9. Горизонтальный раскрыв ГД составляет 39,25 нс, положение точки пересечения фронтов и спадов — 49%. Увеличение полосы пропускания до 2 МГц приводит к тому, что цепи ФАПЧ приобретают большее окно слежения. Ввиду этого область наложения фронтов и спадов при неизменном характере сигналов расширяется (рис. 10б), а указанные параметры приобретают значения 36,49 нс и 40%, что не соответствует их фактическому значению. Если теперь перейти к предельно допустимому для битовой скорости 25 Мбит/с значению полосы пропускания, равной 2,5 МГц, то рассматриваемые параметры приобретут значения 31,27 нс и 43%. Во всех трёх случаях остальные характеристики, измеренные по ГД, соответствовали верным значениям.

Таким образом, при выборе полосы пропускания фильтра ФАПЧ для построения ГД целесообразно следовать рекомендации, согласно которой полоса пропускания должна быть не выше 1% от битовой скорости. Этот вывод следует распространить и на ФАПЧ второго порядка при любом значении коэффициента демпфирования.

Результаты измерений, полученные при построении ГД с использованием ФАПЧ второго порядка при частоте среза фильтра, равной 250 кГц, представлены на рис. 11. Как отмечалось выше, при значении коэффициента демпфирования менее 0,5 в системе, как подобной стрелочному прибору, так и ФАПЧ второго порядка, будет наблюдаться колебательный отклик на ступенчатое изменение входного воздействия. Ввиду этого можно ожидать, что для малого значения коэффициента демпфирования области наложения фронтов и спадов будут расширяться, причём это расширение ограничено только частотой среза фильтра.

Этот вывод подтверждается результатами измерений, полученными для значений коэффициента демпфирования 1 и 0,1. Если в настройках ФАПЧ указано первое из значений (рис. 11а), то горизонтальный раскрыв ГД и её амплитуда составляют 39,12 нс и 3,99 В соответственно. Во втором случае (рис. 11б) эти значения составляют 36,55 нс и 3,95 В. Остальные характеристики, измеренные по ГД, в целом определены верно.

Таким образом, чрезмерное уменьшение коэффициента демпфирования способно приводить к расширению области наложения фронтов и спадов и усиливать видимый на ГД джиттер.

Результаты измерений, полученные при малом коэффициенте демпфирования и большой полосе пропускания фильтра. Ситуация, показанная на рис. 11б, является не самой худшей, поскольку малая полоса фильтра в петле ФАПЧ всё же позволяет построить ГД, хотя и приводит к уменьшению горизонтального её раскрыва на 6,5%. На рис. 12 показаны результаты построения ГД и измерений по ней, полученные при коэффициенте демпфирования 0,1 и полосе пропускания фильтра ФАПЧ, равной 2 МГц. В этом случае ширина горизонтального раскрыва ГД уменьшилась до 25,92 нс при норме в 39,1 нс, т.е. на 33,7%. Результаты таких измерений следует признать несостоятельными, а выбор параметров ФАПЧ — грубой, недопустимой ошибкой. Дальнейшее увеличение полосы пропускания приводит к срыву формирования тактового сигнала (рис. 13) и переходу системы ФАПЧ в режим поиска.

Таким образом, расширение полосы пропускания фильтра в настройках ФАПЧ сверх минимально рекомендованного значения должно быть обоснованным и целесообразно только тогда, когда битовая скорость неизвестна или может меняться в ходе измерений по каким-либо причинам.

Оценка стабильности формирования тактового сигнала и построения ГД при длительном отсутствии переходов между единичными и нулевыми битами. Как отмечалось выше, системы CDR весьма чувствительны к длительному отсутствию переходов между высоким и низким уровнями, поскольку в этом случае схемы ФАПЧ, не имея повторений условий синхронизации, обычно расширяют полосы фильтров, реализующих слежение за фазой. Это проявляется в увеличении джиттера выходного тактового сигнала и способно привести к появлению в нём грубых ошибок, которые отображаются на ГД в виде появления фронтов и спадов в её центральной части либо, по крайней мере, в расширении областей наложения фронтов и спадов.

Для оценки сохранения стабильности построения ГД в таких условиях в битовой последовательности 50 бит были заменены на нулевые. Результат измерений и построения ГД представлен на рис. 14 для частоты среза фильтра 250 кГц при использовании ФАПЧ первого порядка, а также второго порядка при коэффициенте демпфирования, равном 1,0. Как видно из представленных рисунков, длительное отсутствие фронтов и спадов не влияет на качество построения ГД, а измерения по ней в целом дают верные результаты.

Обнаружение аномалий в сигнале при помощи ГД является отдельным и весьма интересным направлением измерений в сфере цифровой электроники. Эффективность реализации такого поиска во многом определяется быстродействием аппаратной платформы осциллографа. Редкие аномалии, например, появляющиеся один раз на 1 млрд бит, требуют огромной скорости захвата осциллограмм, если результат анализа нужно получить в обозримое время. Сами же аномалии на ГД проявляются в виде отдельных кривых, явно не укладывающихся в области, очерченные типовыми, сопрягаемыми посредством внутреннего тактирования, осциллограммами.

Каждый бит последовательности, использовавшейся для построения рассмотренных выше ГД, описывался четырьмя точками с уровнями напряжения 2 либо –2 В. Для демонстрации возможности обнаружения аномалий описание одного из единичных бит было заменено на последовательность 2; –2; 2; 2 В, т.е. в одном из единичных бит был сформирован провал, который явно попадает в раскрыв ГД. Это и отображено на рис. 15. Важно обратить внимание, что при наличии такого рода искажений в сигнале его характеристики, измеренные по ГД, скорее всего, будут определены неправильно.

Таким образом, при реализации глазковой диаграммой диагностической функции и обнаружении искажений, подобных продемонстрированным, следует отказаться от использования полученных по ней результатов измерений характеристик цифрового сигнала.

Заключение

Полноценное построение глазковых диаграмм, а также проведение измерений характеристик качества цифровых сигналов на их основе возможно только с использованием осциллографов, реализующих функцию восстановления тактовой частоты. Как мы смогли убедиться, осциллографы Rigol серии MSO8000 вполне подходят для решения такой задачи. Проведённое исследование продемонстрировало их способность качественно восстанавливать тактовый сигнал как по заданной битовой скорости, так и при использовании ФАПЧ. В последнем случае актуально соблюдение рекомендаций по выбору настроек опции MSO8000-JITTER с тем, чтобы погрешности формирования тактового сигнала не находили видимого отражения на ГД. Ещё одним назначением опции MSO8000-JITTER является анализ джиттера, который также широко используется при тестировании цифровых систем. Совместный анализ джиттера и глазковых диаграмм при качественной его реализации позволяет установить причины недостаточной стабильности цифровых систем, предпринять меры к их устранению и повысить, если только это возможно, пределы быстродействия, что особо актуально для высокоскоростных цифровых устройств.

Литература

© СТА-ПРЕСС, 2024